许多通信系统将电磁信号从基带调制到更高频率用于发射，并且随后当 它们到达接收机时将这些高频解调回到它们的原始频带。原始(或基带)信号 例如可能是：数据、话音或视频。这些基带信号可以由诸如麦克风或摄像机 之类的换能器发生，由计算机产生，或者从电子存储装置中被转送。通常， 高频比基带信号提供更长的范围以及更高容量的信道，并且因为高频信号能 通过空气有效传播，所以它们可以用于无线发射以及硬布线或波导信道。
所有这些信号通常被称为RF信号，它们是电磁信号；也就是说，在电 磁频谱内具有电性质和磁性质的波形通常与无线电波传播相关。
使用这种调制和解调技术的有线通信系统包括诸如局域网(LAN)、点对 点通信以及比如互联网的广域网(WAN)之类的计算机通信系统。这些网络通 常在电传导或光纤的信道上传送数据信号。可以使用调制和解调的无线通信 系统包括用于公共广播的系统，比如AM和FM无线电以及UHF和VHF电 视。专用通信系统可以包括蜂窝电话网络、个人寻呼装置、由出租车服务使 用的HF无线电系统、微波骨干网络、遵循蓝牙标准的互连设备以及卫星通 信。使用RF调制和解调的其它有线和无线系统对本领域技术人员来说是公 知的。
当前一个显著的期望是提供按照多个标准操作的无线装置。例如，即使 用户从使用GSM(全球移动通信系统)标准的一个国家旅行到使用CDMA(码 分多址)标准的另一国家时，这将允许蜂窝电话真正地可移动。
为了提供廉价、功耗较少、更小和更轻的装置，还期望以完全集成的方 式提供此类装置。诸如离线(off-chip)滤波器之类的分离的电子元件在物 理上很庞大，并且与集成元件相比更昂贵和消耗更多的功率。
传统上，集成的发射机体系结构在实现能够在多个标准上操作的单个发 射机(也就是多标准/多模发射机)的环境中遭受各种限制。已经提出了许多种 发射机体系结构，但是没有一种是有效的。这些设计通常借助于多个独立的 信号路径(对于每个频率标准和/或操作条件组提供一个信号路径和组件组) 来提供这个功能。这是一个昂贵并且物理上庞大的方法，该方法遭受所有的 上述性能问题。
例如，间接调制是经过证明的用于单一模式发射的体系结构，并且在噪 声、线性和功率/增益控制方面具有整体性能高的优点。然而，由于需要IF 和RF滤波器，这个体系结构实现起来相对昂贵。同时，使用间接调制来实 现既小又便宜的多模多频带发射机通常是不可能的。
间接调制发射机使用两步频率变换方法将基带信号或RF信号变换到更 高的频率。图1呈现了一个典型的间接调制发射机10的框图。标记为12和 14的混频器被用来将输入信号Sin(通常是基带信号，但是也可以是RF信号) 转换为更高的RF频率(通常是被发射的信号的载频)，它被标记为输出信号 Sout。剩余的组件放大被处理的信号并从信号中滤除噪声。
首先，放大器22缓存并且放大基带信号，确保它处于适于处理后续处 理的水平上。放大了的信号然后被低通或带通滤波器24滤波，以消除可能 会干扰的不良信号。然后，已滤波信号进入混频器12，混频器12将来自滤 波器24的信号与由本地振荡器(LO1)26生成的周期信号混频。这就将Sin 信号转换为更高的频率，也就是通常所说的第一中频(IF1)。
通常，混频器是一种电路或装置，它作为输入而接受两个不同频率、并 且在输出呈现：
(a)频率等于输入信号的频率之和的信号；
(b)频率等于输入信号的频率之差的信号；和
(c)原始输入频率。
混频器的典型实施例是数字开关，它可以比上述显著地生成更多单音。
接下来，IF1信号被通常称为信道滤波器的带通滤波器28滤波，带通 滤波器28以IF1频率为中心，因此过滤出第一混频处理的多余产物；上面 的信号(a)和(c)。当执行第二混频处理时，这对防止这些信号干扰期望信号 是必要的。
信号然后被中频放大器(IFA)30放大，并使用混频器14和本地振荡器 (LO2)32与第二本地振荡器信号混频。第二本地振荡器LO2 32生成被调谐 来将IF1信号调制到期望的发射或载波频率的周期信号。因此，来自于14 的输出的信号现在在期望的发射频率处。现在使用高通滤波器或带通滤波器 38从期望信号中滤除噪声，并且信号被放大器40放大，因此现在可以发射 该信号。
注意到相同的处理可用于将任意电信号从一个频率调制或解调到另一 频率。
间接变换设计中的主要问题有：
·它需要昂贵的离线组件，尤其是滤波器24、28以及38；
·离线元件需要设计折衷，这增加了功率消耗并且降低了系统增益；
·图像抑制受到离线元件的限制，不受到目标集成技术的限制；
·与数字噪声的隔绝可能成为问题；和
·它不是完全可集成的。
在间接变换系统中使用的滤波器24、28和38必须是高质量装置，因此 无法使用电子可调的滤波器。而且，在多标准/多频率应用中使用间接变换 系统的唯一方法是为每个频带使用单独的离线的滤波器组。毫无疑问，这不 是提供多标准/多频率发射机的有效方法。
由于在无线通信行业(尤其是低功率蜂窝/微蜂窝语音/数据个人通信系 统)中所关注，的频率已经超过以前使用的频率(大约900MHz)，而进入到高 于1GHz的频谱中，所以对于廉价的、节省功率的发射机的持续期望已经证 明非常具有挑战性。
因此，需要一种解决上述问题的信号调制方法和设备。希望这种多标准 /多频率设计完全可集成、廉价和高性能。

因此，本发明的一个目的是提供一种消除或缓和现有技术至少一个缺点 的调制和解调的新方法和系统。
本发明的一个方面被定义为一种用于将输入信号x(t)调制到输出信号 y(t)的电路，该电路包括：第一混频器，具有RF信号的输入、第一混频信号 f1的输入和基于所述两个输入信号的混频信号的输出；第二混频器，具有 RF信号的输入、第二混频信号f2的输入和基于所述两个输入信号的混频信 号的输出，所述输出提供所述输出信号y(t)，并且所述第一混频器的所述输 出连接到所述第二混频器的所述RF输入；具有一个输入和两个输出的开关， 所述输入用于接收所述输入信号x(t)并且所述两个输出连接到所述第一混频 器和所述第二混频器的分开的所述RF信号输入，从而所述开关能够被选择 性地控制，以将所述输入信号x(t)引导到所述第一混频器或者所述第二混频 器的输入；第一信号发生器，用于生成多音混频信号1并且提供所述第一 混频信号到所述第一混频器；第二信号发生器，用于生成单音混频信号2 并且提供所述第二混频信号到所述第二混频器；和控制电路，用于控制所述 开关的位置和由所述第一信号发生器和所述第二发生器生成的信号，所述控 制电路具有两个模式：第一模式，其中，所述开关被安置为将所述输入信号 x(t)馈送到所述第二混频器，并且所述第二信号发生器可操作来生成直接变 换类型的振荡器信号；和第二模式，其中，所述开关被安置为将所述输入信 号x(t)馈送到所述第一混频器，并且所述第一和第二信号发生器被控制来生 成虚拟本地振荡器信号对，其中1*2在被仿真的本地振荡器信号的频率 处具有显著的功率，并且无论所述1还是所述2在所述输入信号x(t)或 被仿真的所述LO信号的频率处都没有显著的功率。
本发明的一个可选方面被定义为一种用于将输入信号x(t)调制到输出信号 y(t)的电路，该电路包括：第一混频器，具有RF信号的输入、第一混频信号f1 的输入和基于所述两个输入信号的混频信号的输出；第二混频器，具有RF信 号的输入、第二混频信号f2的输入和基于所述两个输入信号的混频信号的输出， 所述输出提供所述输出信号y(t)，并且所述第一混频器的所述输出连接到所述 第二混频器的所述RF输入；第一信号发生器，用于生成多音混频信号1或者 恒定值信号并且提供所述第一混频信号到所述第一混频器；第二信号发生器， 用于生成一个单音混频信号2并且提供所述第二混频信号到所述第二混频器； 和控制电路，用于控制所述由所述第一信号发生器和所述第二发生器生成的信 号，所述控制电路具有两个模式：第一模式，其中，所述第一信号发生器被控 制来生成恒定值信号，并且所述第二信号发生器被控制来生成直接变换类型的 振荡器信号；和第二模式，其中，所述第一和第二信号发生器被控制来生成虚 拟本地振荡器信号对，其中1*2在被仿真的本地振荡器信号的频率处有显著 的功率，并且无论所述1还是所述2在所述输入信号x(t)或被仿真的所述LO 信号的频率处都没有显著的功率。
附图说明
参考附图，本发明的这些以及其它特征在如下说明中将变得更明显，附 图中：
图1为本领域公知的超外差调制拓扑结构的框图；
图2为本发明的广义实施例中的调制器拓扑结构的框图；
图3为本发明的广义实施例中的一组混频信号的时序图；
图4为本发明的实施例中的差分调制器拓扑结构的框图；
图5为本发明实施例中用幅度与时间绘制的一组差分混频信号的时序 图；和
图6为本发明的可选实施例中的差分调制器拓扑结构的框图。

图2的框图中示出了解决上述若干目的的电路。这张图示出了调制器拓 扑结构50，其中：通过将输入信号x(t)与两个混频信号1和2混频(″伪直 接变换″模式)，或者通过将它只与一个混频信号2混频(″直接变换″模式)， 而将该输入信号x(t)上变换成输出信号y(t)。
直接变换收发信机使用一个混频器和一个本地振荡器在单个步骤中执 行上下变换。在信号从基带上变换到载频的情况下，这需要频率等于期望载 波频率的本地振荡器信号2。
正如将描述的那样，用于伪直接变换的两个混频信号1和2，与使用 于标准两步变换拓扑结构(诸如间接变换或者超外差拓扑结构)中的混频信 号很不相同。主要区别是：这两个伪直接变换混频信号被用来仿真单个直接 变换混频信号，而却没有直接变换通常的缺点。
直接调制具有简化的频率计划、低成本实施以及与多级调制格式相兼容 等优点。但是，它在单个集成电路中遭受有限的功率和增益控制(在保持满 意性能的同时)。
提议的发射机利用了直接调制和伪直接调制二者的优点。在高输出/高 增益控制设定处，发射机被配置为直接调制器。在低输出/低增益控制设定 处，发射机被配置为伪直接调制器。最终结果是集成的、可配置的多模发射 机。这个新颖发射机的优点是简化的频率计划、低成本的实施、与多级调制 格式相兼容、以及广阔的输出功率/增益控制范围。
正如指出的，在图2的框图中示出了本发明的一个示范性拓扑结构。为 了简洁，该电路没有示出差分信号或同相和正交信号分量，但是这个电路可 以很容易适于这些用法。
在这个拓扑结构中，输入信号x(t)被馈送给由控制器54控制的开关52。 控制器54用于在直接调制和伪直接调制之间选择发射机的操作模式。为了 操作为直接调制器，开关52将输入信号x(t)连接到混频器56的输入。为了 伪直接调制，开关52将输入信号x(t)连接到混频器58的输入。
控制器54还控制两个调制信号发生器1 60和2 62的操作。
在一个典型应用中，控制器54在较高的输出功率/增益控制设定处将操 作模式设置为直接调制，并且在较低的输出功率/增益控制设定处将操作模 式设置为伪直接调制。在直接调制模式中，只使用有2信号发生器62被， 而在伪直接调制模式中，两个1和2发生器60、62都需要。
控制器54的模式由标记为“TXMODE”的输入信号所控制。可以按照 许多方式生成TXMODE信号，但是通常由数字信号处理器(DSP)或ASIC(专 用集成电路)来生成。
在直接调制模式中，控制器54将由2信号发生器62生成的混频信号2 的频率设置在期望载波频率。
在伪直接调制模式中，控制器54将协调1和2混频信号发生器60、 62，以生成一对“虚拟本地振荡器”(VLO)信号1和2。这些混频信号1 和2此处通常称为VLO信号，因为它们仿真本地振荡器信号；乘积1*2 在被仿真的本地振荡器信号的频率处有显著的功率。可是，1和2两者在 输入信号x(t)、被仿真的LO信号或者输出信号12 x(t)的频率处都没有显 著的功率。具有如此特性的混频信号极大地消除了自混频的问题，因为VLO 信号只在干扰输出信号的频率处没有显著的功率。
图3中示出了用幅度与时间绘制的示范性1和2混频信号对，在下文 中更详细地描述这些VLO信号。如图3所示，这些混频信号中的一个可以 是“多音”信号(多音或非单音，是指信号具有一个以上基频音。单音信号 具有一个基频音并且可能具有与基音调和相关的其它单音)，而另外的混频 信号可以是单音信号。两个信号也可以都是多音的。
用于生成图3中的1的振荡器信号f1，操作在四倍于2频率的一个频 率处。因此，从简单的逻辑操作2 XOR f1中可以生成1。同样，这两个混 频信号的乘积1*2无疑等于期望的LO信号。因此，伪直接变换拓扑结 构的输出y(t)＝12 x(t)将等于假设的LO*x(t)下变换的输出。
然而，重要的是注意到：在电路操作中没有点是曾经生成的实际的 “1*2”，并且如果它是，则只生成无关重要的量。混频器56、58接收 分开的1和2信号，并且使用不同的物理组件将它们与输入信号x(t)混频。 因此，没有可能泄漏到电路中的LO信号。
从图3中查看这些混频信号的一个周期，1*2信号的生成就十分 了然：  2   f1 1＝2XOR f1   1*2   LO   LO   LO   LO   LO   HI   HI   HI   LO   LO   LO   LO   LO   HI   HI   HI   HI   LO   HI   LO   HI   HI   LO   HI   HI   LO   HI   LO   HI   HI   LO   HI
毫无疑问，图3中的两个混频信号1和2满足有效VLO信号的标准。
这个实施例的唯一问题是：f1在被仿真的LO信号的频率处有功率，因 此，必须注意使其隔绝，并将它可能引起的自混频减到最少。如本领域公知， 使用标准模拟设计和布局技术可以实现这一点。例如，这些技术可以包括：
1.放置在线(on-chip)振荡器。如果振荡器是离线的，那么印刷电路板的 集成电路管脚和磁道可能担任辐射振荡器信号的天线；或
2.使用运行在比f1更高频率处的振荡器，并且使用分频器对它进行下 变换。在下文中描述的实施例中，使用再生分频器，它特别有效。
在下文中以及在申请人的许多共同待决的专利权申请中，更详细地讨论 了VLO混频信号以及生成它们的方法。
注意：用于两个混频器56和58的特定设计参数对本领域技术人员来说 是清楚的：具有典型的相关的噪声指数、线性响应以及变换增益性质。这些 混频器的选择和设计遵循本领域公知的标准。从此处的教导中，其它组件的 设计对于本领域技术人员来说也是很清楚的。
虽然图2暗示出以模拟的形式实现各个元件，但是也可以以数字的形式 实现。混频信号在此通常用二进制1s和0s来呈现，但是，也可以使用双极 性波形，±1。双极性波形通常使用于扩频应用中，因为它们使用与本地控 制信号一起同步地将它们的输入周期性反向的换向混频器(这个反向处理不 同于将信号与本地振荡器直接混频)。
本发明的拓扑结构使用完全可集成的电路实现有效地下变换输入信号 x(t)。因为不需要滤波器，以及能够容易地生成并变化混频信号，所以当应 用到多标准/多频率装置的开发中时，本发明也特别方便。从随后的描述中， 这个优点将变得更清楚。
本发明的其它优点也将通过以下描述的本发明的其它实施例变得明显。
现在将描述本发明的若干其它实施例。
本发明优选实施例的描述
图4中的框图示出了本发明的优选实施例。这个拓扑结构与图2大致相 同，主要的区别是：图4的拓扑结构处理同相(I)和正交(Q)信号分量，并且 以差分的模式处理所有的信号。图4的拓扑结构还包括若干可变增益放大 器，它们提供更强大的灵活性和改进的性能，尤其在多标准/多频率应用中。
差分信号是相对于地具有正和负电位的信号，而不是相对于接地只有一 个电位的信号。使用差分体系结构导致更强的输出信号，该信号比图2和3 中的体系结构更不受共模噪声的影响。例如，如果环境噪声将噪声信号引到 图2的输入x(t)上，那么这个噪声信号将通过电路传播。可是，如果这个环 境噪声相等地被引到差分电路的IP与IN信号输入，那么有效效应将为零。 差分放大器、混频器和开关是本领域公知的。
图4的拓扑结构80还设计来处理同相(I)和正交(Q)信号分量。在许多调 制方案中，必须调制或解调输入信号的同相(I)和正交(Q)分量；简单地安置， 这些是彼此有90度相位差的信号分量。
对于分开的I和Q信号分量，必须生成分开的I和Q混频信号。在伪直 接变换的情况下，将不得不生成四个混频信号：与1Q有90度相位差的1I； 和与2Q有90度相位差的2I。信号对1I和2I必须满足上面列出的VLO 混频信号的功能选择标准，同样，信号对1Q和2Q也必须满足。
根据此处的描述，生成这些信号1I和1Q、2I和2Q的组件设计对 本领域技术人员来说将是很清楚的。同样，在国际申请号PCT/CAOO/00994、 PCT/CAOO/00995和PCT/CAOO/00996的共同待决专利申请中，还可以得到 有关生成此类信号的额外细节。
返回到图4的框图，通常使用由P和N标记表示的差分信号。输入信 号的同相和正交分量分别被标识为I和Q，并且在两个分开的信号信道中被 处理和调制，然后在调制完成后并入到结合信号中。
图4的差分放大器A1和A2缓存并放大输入基带信号对IP、IN和QP、 QN。IP是输入信号的正的同相分量，而IN是输入信号的负的同相分量。类 似地，QP是输入信号的正的正交相位分量，而QN是输入信号的负的正交相 位分量。注意：两个放大器A1和A2既使用于直接调制中，又使用于伪直 接调制操作模式中。
两个信号对现在传到差分开关SW1和SW2。开关SW1和SW2经由电 路块C1被控制，并用于在直接调制和伪直接调制之间选择发射机操作模式。 为了操作为直接调制器，开关SW1和SW2将放大器A1和A2的输出分别 连接到混频器M3和M4的输入。为了伪直接调制，开关SW1和SW2将放 大器A1和A2的输出分别连接到混频器M1和M2的输入。
电路块C1经由开关SW1和SW2以及电路块L1中的调制信号发生器 82和发生器84的控制，而在直接调制和伪直接调制之间选择发射机操作模 式。在一个典型应用中，电路块C1在较高的输出功率/增益控制设定处将操 作模式设置为直接调制，而在较低的输出功率/增益控制设定处将操作模式 设置为伪直接调制。
在直接变换模式中，只使用电路块L1的信号发生器84，而在伪直接变 换模式中，82和84发生器两个都需要。如上指出，在直接变换模式中，信 号发生器84将为单个2调制信号(在载频处)生成一对I和Q信号分量。在 伪直接变换模式中，信号发生器82不得不生成两个混频信号，1I和1Q； 并且信号发生器84不得不生成两个混频信号2I和2Q。
输入的差分本地振荡器信号LOP和LON被电路块L1使用，以生成混频 信号。优选地，这些本地振荡器信号处于被使用的实际混频信号的倍数或分 数的频率处。希望将干扰有用数据的到信号路径中的LO泄漏减到最少。在 图4的电路中，信号LOP和LON处于内部使用的实际LO的两倍频率处，并 且，使用电路块L2，这些信号被2分频。
在本发明的这个实施例中，电路块C1的模式由标记为“TXMODE”的 输入信号控制。可以按照许多方式生成TXMODE信号，但是通常通过数字 信号处理器(DSP)或ASIC(专用集成电路)来生成。
差分混频器M1和M2被使用于伪直接调制操作模式中。使用上面所述 的差分1信号，它们只混频基带输入信号。因此，混频器M1和M2的输 出是伪中频信号。
然后，差分放大器A3和A4使用于伪直接调制操作模式中，以改变伪 中频信号的信号增益和功率。放大程度经由外部控制信号GC1来控制，以 便优化伪直接调制模式中的电路操作。
差分混频器M3和M4使用于直接调制和伪直接调制操作模式中，将它 们接收到的信号混频到最终的RF频率。如果电路位于直接调制模式中，那 么电路块C1将使混频信号2I和2Q只是在期望载波频率处的振荡器信 号。如果电路位于伪直接调制模式中，那么电路块C1将控制信号发生器82 和84生成互补VLO混频信号对1I和1Q以及2I和2Q。
因为图4的组件全部是差分的，所以这些混频信号也必须是差分的。图 5所示为生成可仿效差分混频信号对1P/1N和2P/2N的方法。除了 需要互补的P和N组件之外，图5中的信号与图3的那些相同。也就是说， 差分振荡器信号f1P/f1N运行在差分混频信号2P/2N的四倍频率处。简 单地使用2 XOR f1的逻辑操作，这个信号f1P/f1N可以生成差分混频信 号1P/1N。混频信号1P*2P以及1N*2N的乘积无疑等于被仿真 的LO信号。I和Q混频信号的生成以同样的方式执行。
不管哪种操作模式，则都使用差分加法器∑合并同相和正交信号。然后 差分可变增益放大器A5用于经由外部控制信号GC2在RF上改变信号增益 和功率。最后，差分放大器A6用于缓存和放大该合成的已调制RF信号。
当然，注意：加法器∑、可变增益放大器A5和放大器A6既使用于直 接调制中，又使用于伪直接调制操作模式中。
本发明的可选实施例
图6的框图示出了本发明的一个可选实施例。
这个电路与图4的那个几乎相同，放大器、混频器和加法器全部以同样 的方式操作。同样，这个电路也按照两个模式操作：直接变换和伪直接变换。 两个电路之间最明显的区别是：去掉了开关SW1和SW2，而替换成两个开 关SW3和SW4，它们被放置在差分放大器A3、A4和差分混频器M3、M4 之间。这两个开关SW3、SW4被用来将新的差分滤波器F1、F2置于电路内 或电路外。正如将解释的，在电路位于直接变换模式中时，使用新的低通滤 波器F1、F2。
虽然在框图中不是很明显，但是电路块C2、电路块L2以及差分调制信 号发生器92和94的操作也与图4中的相应组件的完全不同。
如上指出，受到电路块C2的“TX MODE”输入的控制，图6的电路 按照两个模式之一操作。当电路位于直接变换模式中时：
1.电路块C2引导调制信号发生器92，以生成恒定值信号(即直流 信号)。差分混频器M1、M2的输出是它的输入信号的乘积(输 入x常数)，因此将导致频率与输入相同的输出，使两个差分混 频器M1、M2简单地操作为没有频率变换的线性增益元件；
2.电路块C2切换两个开关SW3、SW4，以将低通滤波器F1、F2 置于电路中。完成这个操作(当需要时)以改善在直接调制模式 中的噪声和寄生性能。当然，滤波器可能不是在所有情况中都 是必需的，并且取决于系统要求，其它方式的滤波器也可以被 替换；和
3.电路块C2引导调制信号发生器94生成标准直接变换混频信 号，它们被馈送给差分混频器M3、M4。
在伪直接变换模式中：
1.如上所述，电路块C2引导调制信号发生器92、94生成VLO 混频信号；并且电路块C2切换两个开关SW3、SW4，以将低 通滤波器F1、F2置于电路外。
2.除了这些变化以外，这个电路基本上使用与图4相同的组件， 并且按照大致相同的方式操作。
虚拟本地振荡器信号
在此之前描述了一个可仿效的VLO信号组。本节的目的是象可以生成 许多VLO信号那样以一种更通常的方式呈现VLO信号，利用它可以实现本 发明。
非周期的或随时间变化的信号提供胜过先前使用的单音振荡器信号的 优点。一个给定的这些虚拟本地振荡器(VLO)信号对1和2具有如下性质：
1.它们的乘积仿真本地振荡器(LO)信号，本地振荡器(LO)信号在 将输入信号x(t)转换为期望输出频率的那个频率处具有显著的 功率。例如，为了在接收机中将输入信号x(t)转换到基带，1(t)* 2(t)必须在x(t)的载频上有一个频率分量；和
2.1和2中的一个在混频器对的输出1(t)*2(t)*x(t)的频率周围 有最小的功率，而另外一个在输入信号x(t)的中心频率fRF周围 有最小的功率。“最小功率”是指功率应该足够低以使它在特 定的应用环境中不严重衰落RF链路的性能。
例如，如果在接收机中混频器对解调输入信号x(t)到基带，则 优选的是：1和2之一在DC周围有最小的功率。
结果，完成期望的解调，但是几乎没有LO信号泄漏到信号路径中以及 出现在输出处。
如上所指出，将两个信号混频在一起生成输出，该输出具有：
(a)频率等于输入信号频率之和的信号；
(b)频率等于输入信号频率之差的信号；和
(c)原始输入频率。
因此，本领域中已知的直接变换接收机必须将输入信号x(t)与输入信号 x(t)的载频上的LO信号混频。如果直接变换接收机的LO信号泄漏到信号路 径中，则它也将和输入信号x(t)一起被解调到基带，引起干扰。本发明没有 使用LO信号，因此泄漏没有在基带输出1(t)*2(t)*x(t)处产生信号。
在混频信号1和2的任何一个中，在输入信号x(t)或输出信号1(t)* 2(t)*x(t)的频率处的任何信号分量被另外一个混频信号抑制或消除。例如， 如果混频信号2在上变换的RF(输出)信号的带宽内有一些功率量，并且它 泄漏到信号路径中，那么它将被在上变换的RF(输出)信号的带宽内具有最小 功率的1混频信号抑制。这个互补混频抑制了来自混频信号1和2中的 干扰。
如上指出，当前的接收机和发射机技术有好几个问题。直接变换收发信 机例如遭受LO泄漏和1/f噪声问题，这限制了它们的性能，而外差收发信 机需要图像抑制技术，这在芯片上以高性能级别是难于实现的。
通过使用互补VLO信号，可以克服高度集成的收发信机中的图像抑制、 LO泄漏和1/f噪声等问题。这些信号是互补的，因为1和2信号之一在输 出信号y(t)的频率周围有最小的功率，(如果变换到基带，则它是在DC周围)， 而另外一个在输入信号x(t)的中心频率fRF周围有最小的功率。
这些信号1和2总的来说可以是：
1.随机或伪随机的周期性的时间函数；
2.模拟或数字波形；
3.使用常规或非常规的双极性波构造而成；
4.平均为零；
5.是调幅的；和
6.按照包括如下的若干方式而被生成：
a.被储存在存储器中并时钟输出；
b.使用数字块来生成；
c.使用噪声成形元件(例如delta-sigma元件)来生成；或者
d.使用插入附加比特的PN序列来构成，因此它们符合上面的 情形。
本领域技术人员应该清楚：可以生成更大或更小程度提供本发明益处的 虚拟LO信号。虽然在某些情况中几乎没有LO泄漏是可能的，但是在其它 情况中结合仍然允许某一程度LO泄漏的虚拟LO信号可能是可接受的。
也可以以另外的形式生成虚拟本地振荡器，比如：使用三个或更多互补 信号而不是上面示出的两个混频信号。这些以及其它变型在如下共同待决的 专利申请中被描述：
1.2000年9月1日申请的PCT国际申请，申请号PCT/CAOO/00995， 标题为：“用于射频(RF)信号上变换的改进方法和设备”；
2.2000年9月1日申请的PCT国际申请，申请号PCT/CAOO/00994， 标题为：“用于射频(RF)信号下变换的改进方法和设备”；和
3.2000年9月1日申请的PCT国际申请，申请号PCT/CAOO/00996， 标题为：“用于射频(RF)信号上下变换的改进方法和设备”。
本发明的优点
本发明提供许多胜过本领域中已知的其它上变换器的优点。首先，它提 供：
1.最小的图像问题；
2.本地振荡器(LO)信号到RF输出频带中的最小泄漏；
3.消除了必须具有第二个LO的必要性，这是超外差电路以及各 个(经常是外部的)滤波器所需要的；和
4.具有更高级的集成，因为它需要的组件都很容易被放置在集成 电路上。例如，不需要大的电容器或复杂的滤波器。
高水平的集成导致较少的IC(集成电路)管脚数、较少的信号功 率损耗、较少的IC功率要求、改良的SNR(信号噪声比)、改良 的NF(噪声因数)以及较少的制造成本和复杂性。本发明的设计 还使生产廉价的、可配置的、多标准/多频率的通信发射机和接 收机成为现实。正如上面在这里的背景中指出，必须涉及多个 发射机来支持多个模式(标准)。这导致高成本和大物理尺寸。 相比之下，本发明提供一种非常灵活且可配置的拓扑结构。振 荡器信号可以很容易地被电子地改变，就像来自可变增益放大 器A3、A4和A5中的增益度可以的那样。
当在单个芯片设计内实现本发明时，本发明的利益非常显而易见，它去 掉了互连半导体集成电路装置的额外成本、减少了它们需要的物理间隔，并 且减少了总体功耗。自从集成电路出现开始，提高的集成度已经成为向较低 成本、较高容量、较高可靠性和较低功率消耗电子技术的驱动力。本发明将 使通信装置能够追随与其它消费电子产品已经获益的相同的集成路线。
其它选择和备选
对于本发明的拓扑结构可以得出包括如下的若干变型：
1.本发明可以使用双极型工艺、CMOS技术、BiCMOS技术或者 另外的半导体工艺(包括但是不限制为硅/锗(SiGe)、锗(Ge)、 砷化镓(GaAs)和蓝宝石(SOS)来实现；)
2.可以按照许多方式(例如使用压控振荡器(VCO))生成混频信 号。具有在输入信号的频率处的VCO可以允许自混频发生， 因为印刷电路板(PCB)的磁道和集成电路的管脚担当LO信号 辐射的天线。使用在与输入信号x(t)不同频率处的VCO，并且 放置分频器或乘法器在芯片上，将自混频的可能性减到最少；
3.控制电路C1、以及控制信号GC1和GC2可以被合并到控制输 出功率/增益以及操作模式的单个电路中；
4.本发明可以应用到包括如下的各种通信协议和格式：调幅 (AM)、调频(FM)、频移键控(FSK)、相移键控(PSK)、包括诸如 码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)之类 模拟和数字系统在内的蜂窝电话系统；和
5.使用于本发明的拓扑结构中的混频器可以是无源或者有源的。 有源混频器在若干方面不同于无源混频器：
a.它们提供变换增益。因此，有源混频器可以代替低噪 声放大器和无源混频器的组合。
b.由于有源组件的阻抗，所以有源混频器在输入和输出 端口之间提供更好的隔离；和
c.有源混频器允许使用低功率混频信号。
结论
对本领域技术人员来说很显然，本发明可以扩展来处理超过二或三个标 准以上，并且允许比上述说明更多的偏置条件。
本发明的电气电路可以以模拟语言、或者用于制造集成电路的硬件开发 语言的形式由计算机软件代码来描述。这个计算机软件代码可以以各种格式 储存在各种电子存储介质上，包括：计算机软盘、CD-ROM、随机访问存储 器(RAM)和只读存储器(ROM)。同样，表示这些计算机软件代码的电子信号 也可以经由通信网被发射。
毫无疑问，通过外部程序调用或者通过本领域已知的其它技术，这些计 算机软件代码也可以与其它程序的代码集成，被实现为核心或者子程序。
本发明的实施例可以被实现在不同系列的微控制器、微处理器、现场可 编程门阵列(FPGA)或分离的组件上。这些实施对本领域技术人员来说是 很清楚的。
使用电或光纤电缆的系统，本发明可以被应用到诸如有线通信系统的这 些应用中，包括诸如局域网(LAN)、点到点信令以及诸如互联网之类的广 域网(WAN)之类的计算机通信系统。同样，无线通信系统可以包括诸如 AM和FM无线电之类的公共广播以及UHF和VHF电视的系统；或者专用 通信的那些系统，比如蜂窝电话、个人寻呼装置、无线本地环路、实用公司 的家庭监控、包括数字无绳欧洲电信(DECT)标准、移动无线电系统、GSM 和AMPS蜂窝电话的无绳电话、微波基干网络、依据蓝牙标准的互连设备以 及卫星通信。
虽然已经示出并描述了本发明的特定实施例，但是很显然，不偏离本发 明的实际范围和精神可以对这些实施例进行变化和修改。