随着行动电话的普及，无线架构与电路技术分外受到重视。此外，近 年互补式金氧半导体(CMOS)技术的微缩化造成MOS元件其射频(RF)特 性大幅提升。金氧半导体射频技术改良其中一例，就是利用低成本金氧半 导体CMOS技术，实现单晶收发器(transceiver)的设计。故金氧半导体 射频RF CMOS集成电路(IC)技术已进步至可应用于商业用途。
无线通讯收发器的关键组件之一为压控振荡器(Voltage Controlled Oscillator；VCO)，其是频率合成器的一部分，而频率合成器可产生产生 本地振荡(Local Oscillator；LO)信号，以向上升频(up-conversion) 与向下降频(down-conversion)调整基频信号。对互补金属氧化半导体装 置(CMOS devices)的单晶整合而言，由于电感-电容(LC)槽式振荡器具 有较佳的相对相位杂讯与较低的功率消耗，使其较其他类振荡器为佳。尽 管压控振荡器相关技术持续改良中，然而，对RF收发器的设计而言，压控 振荡器的设计仍为其主要瓶颈及挑战。这类挑战包括了降低相位杂讯、功 率消耗、及优化(optimizing)频率调谐(tuning)范围。在LC槽式压控振 荡器中，相位杂讯与功率消耗主要和该槽的品质因素(Q)及可变电容 (varactor)的非线性度有关，该可变电容是特别设计的PN接面二极管，其 电容值于逆向偏压模式下会剧烈变化。可变电容的类型有好几种：PN接面、 标准模式p/nMOS、或累积模式p/nMOS的可变电容。频率调谐范围取决于该 可变电容的调整范围及该压控振荡器的寄生特性。因此，首要目标就是使 该电感与可变电容的效能表现达到最佳状态。施加至该压控振荡器的控制 电压可改变该可变电容的电容值，藉此定出该压控振荡器的振荡频率。该 电感L与并接的电容C依以下方程式决定该压控振荡器的振荡频率f：
f＝1/2π(LC)1/2
VOC利用可变电容藉以涵盖一特定频带。压控振荡器的主动元件可克服 该槽内的耗损。为减少该压控振荡器的相位杂讯，LC槽式压控振荡器中的 被动元件组成需具备一高品质因素(Q)值，因为该槽的品质因素是以平方关 系影响该压控振荡器的相位杂讯。在适合行动通讯的频率，积体电感的品 质因素(Q)值通常远低于普通二极管或MOS可变电容。在这些无线通信应用 中，电感可决定最差状况的相位杂讯及该压控振荡器是否符合规格。
积体电感的效能会受到基板中不必要电流所造成的损耗、或该电感线 圈的串接电阻的强烈影响。在数字CMOS技术中，其金属层厚度远小于用在 双载子晶体管与BiCMOS双载子金氧半导体技术中金属层的厚度，因而造成 串接电阻大幅上升。再者，该基板掺杂浓度高，因此造成大的基板损耗。数 字CMOS技术允许在同一晶片整合数字与模拟功能，而不会造成其制造成本 呈指数增加。
此外，传统的压控振荡器需要大晶粒尺寸，低线性度，且无信号调变 力。而电路布局的寄生效应更加大了设定振荡频率的变化性，因此，无法 可靠预测出振荡频率。
所以，较佳的压控振荡器设计，结合了较小机板面积(footprint)、较 低电路寄生现象、较高线性度、稳定的设定振荡频率、及多重频率波段容 量等特性。
由此可见，上述现有的压控振荡器在结构与使用上，显然仍存在有不 便与缺陷，而亟待加以进一步改进。为了解决压控振荡器存在的问题，相 关厂商莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的设计被 发展完成，而一般产品又没有适切的结构能够解决上述问题，此显然是相 关业者急欲解决的问题。因此如何能创设一种新型结构的对称化线性压控 振荡器，便成了当前业界极需改进的目标。
有鉴于上述现有的压控振荡器存在的缺陷，本发明人基于从事此类产 品设计制造多年丰富的实务经验及专业知识，并配合学理的运用，积极加 以研究创新，以期创设一种新型结构的对称化线性压控振荡器，能够改进 一般现有的压控振荡器，使其更具有实用性。经过不断的研究、设计，并 经反复试作样品及改进后，终于创设出确具实用价值的本发明。

本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据 本发明提出的一种对称化压控振荡器系统，其包括：一频率调谐电路用以 接收一频率调谐信号(信号即为讯号，以下均称为信号)；一频带调谐电路， 和该频率调谐电路并连，包括至少一切换电路，以接收至少一频带调谐信 号及至少一切换信号；一核心电路，连接该频率调谐电路及该频带调谐电 路，可提供一第一输出与一和该第一输出互补的第二输出；该核心电路含 有至少一电感模组，以提供一预设电感；其中，在确认切换信号后，使该切 换电路启动该频带调谐电路，以配合该频率调谐电路，藉以使得该第一输 出与该第二输出具有一输出频率，该输出频率是取决于该核心电路、该频 率调谐电路、该调变电路及该频带调谐电路的一总电感及一总电容，且该 总电容及该总电感是经由调整该频率调谐信号及该频带调谐信号所控制， 使该输出频率为一预设频率；以及其中该压控振荡器系统的所有组成元件 皆是对称设置。
本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。
前述的系统，其中所述的频率调谐电路的频率调谐信号是由一锁相频 率合成器所提供，以锁定输出相位。
前述的系统，其中所述的核心电路更包括：至少一PMOS交互耦接的晶 体管结构，具至少一对交互耦接的PMOS晶体管，其源极皆耦接至一电源； 以及至少一NMOS交互耦接的晶体管结构，具至少一对交互耦接的NMOS晶 体管，其源极皆耦接至一个电气接地端；其中该PMOS和NMOS晶体管的汲极 皆耦接至该第一输出或该第二输出，两者其一；其中该PMOS或NMOS晶体管 的一闸极，交互耦接至对应成对的另一PMOS或NMOS晶体管的一个汲极 (drain)；而且该一电感模组是以并连方式耦接至该频率调谐电路及该频带 调谐电路，同时位于第一和第二输出端之间。
前述的系统，其中所述的核心电路更包括：至少一NMOS交互耦接的晶 体管结构，具有至少一第一与第二交互耦接的NMOS晶体管，其源极耦接至 一电气接地端，且其汲极分别耦接至一第一或第二输出；其中该第一和第 二NMOS晶体管的闸极分别交互耦接至该第二与第一NMOS晶体管的汲极；而 且其中该电感模组含有一第一电感模组，耦接于一电源与该第一输出之间， 一第二电感模组，耦接于该电源与该第二输出之间。
前述的系统，其中所述的频率调谐电路更包括：一第一可变电容及一第 二可变电容互相串接；其中它们的第一端点，分别耦接至该第一输出和第二 输出，而其第二端点则是和频率调谐信号相接。
前述的系统，其中所述的频率调谐电路更包括：一第一电阻与一第二电 阻相互串接，而且一起并连耦接到该第一及第二可变电容；以及一第一电容 与一第二电容，其第一端点分别耦接至该第一输出和第二输出，而其第二 端点则分别和该第一和第二可变电容，及第一和第二电阻相连接，藉此串 接该可变电容及该电阻。
前述的系统，其中所述的第一和第二电阻间的一中点连接到一频率调 谐偏压信号。
前述的系统，其中所述的频带调谐电路更包括：一第一及一第二调谐模 组，具有一第一及第二预设电容，其第一端点分别和该第一输出及第二输 出耦接，一第一及一第二电阻，相互串接，而且进一步和该第一及第二调 谐模组的第二端点间串接，而两电阻间的一中点是由该频带调谐信号所控 制；以及一第一及一第二开关，相互串接，而且进一步和该第一及第二调谐 模组的第二端点中间串接；其中当该交换信号传送到该开关的闸极，该第一 及第二调谐模组会被启动。
前述的系统，其中所述的两开关间的中点耦接至一电气接地端。
前述的系统，其中所述的调谐模组为可变电容。
前述的系统，其中所述的调谐模组为MOS电容。
本发明的目的及解决其技术问题还采用以下的技术方案来实现。依据 本发明提出的一种对称化压控振荡器系统，其包括：一频率调谐电路用以 接收一频率调谐信号及一频率调谐偏压信号；一频带调谐电路，和该频率调 谐电路并连，包括至少一切换电路，以接收至少一频带调谐信号及至少一 切换信号；一核心电路，连接该频率调谐电路及该频带调谐电路，可提供一 第一输出与一和该第一输出互补的第二输出；该核心电路含有至少一电感 模组，以提供预设电感；其中，在确认切换信号后，使该切换电路启动该 频带调谐电路，以配合该频率调谐电路，藉以使得该第一输出与该第二输 出具有一输出频率，该输出频率是取决于该核心电路、该频率调谐电路、该 调变电路及该频带调谐电路的一总电感及一总电容，且该总电容及该总电 感是经由调整该频率调谐信号及该频带调谐信号所控制，使该输出频率为 一预设频率；以及其中该压控振荡器系统的所有组成元件皆是对称设置。
本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。
前述的系统，其中所述的频率调谐电路的频率调谐信号是由一锁相频 率合成器所提供，以锁定输出相位。
前述的系统，其中所述的核心电路更包括：至少一PMOS交互耦接的晶 体管结构，具至少一对交互耦接的PMOS晶体管，其源极皆耦接至一电源；以 及至少一NMOS交互耦接的晶体管结构，具至少一对交互耦接的NMOS晶体 管，其源极皆耦接至一个电气接地端；其中该PMOS和NMOS晶体管的汲极皆 耦接至该第一输出或该第二输出，两者其一；其中该PMOS或NMOS晶体管的 一闸极，交互耦接至对应成对的另一PMOS或NMOS晶体管的一个汲极 (drain)；而且该一电感模组是以并连方式耦接至该频率调谐电路及该频带 调谐电路，同时位于第一和第二输出端之间。
前述的系统，其中所述的核心电路更包括：至少一NMOS交互耦接的晶 体管结构，具有至少一第一与第二交互耦接的NMOS晶体管，其源极耦接至 一电气接地端，且其汲极分别耦接至一第一或第二输出；其中该第一和第 二NMOS晶体管的闸极分别交互耦接至该第二与第一NMOS晶体管的汲极；而 且其中该电感模组含有一第一电感模组，耦接于一电源与该第一输出之间， 一第二电感模组，耦接于该电源与该第二输出之间。
前述的系统，其中所述的频率调谐电路更包括：一第一可变电容及 一第二可变电容，互相串接，其中它们的第一端点，分别耦接至该第一输 出和第二输出，而其第二端点则是和频率调谐信号相接；一第一电阻及一 第二电阻，互相串接，同时以并连方式一起耦接到该第一及第二可变电 容，该第一及第二电阻间的一中点会耦接到该频率调谐偏压信号；以及一 第一电容及一第二电容，它们的第一端点，分别耦接至该第一输出和第二 输出，而它们的第二端点则分别和该第一及第二可变电容，以及该第一及 第二电阻耦接，藉此串接该可变电容及该电阻。
前述的系统，其中所述的频带调谐电路更包括：一第一及一第二调谐 模组，具有一第一及第二预设电容，其第一端点分别和该第一输出及第二 输出耦接，一第一及一第二电阻，相互串接，而且进一步和该第一及第二 调谐模组的第二端点间串接，而两电阻间的一中点是由该频带调谐信号所 控制；以及一第一及一第二开关，相互串接，而且进一步和该第一及第二调 谐模组的第二端点中间串接；而且其中当该切换信号传送到该开关的闸极， 该第一及第二调谐模组会被启动。
本发明的目的及解决其技术问题还采用以下的技术方案来实现。依据 本发明提出的一种对称化压控振荡器系统，其包括：一频率调谐电路用以 接收一频率调谐信号及一频率调谐偏压信号；一锁相频率合成器，可提供该 频率调谐信号；一频带调谐电路，和该频率调谐电路并连，包括至少一切换 电路，以接收至少一频带调谐信号及至少一切换信号一核心电路，连接该 频率调谐电路及该频带调谐电路，可提供一第一输出与一和该第一输出互 补的第二输出；该核心电路含有至少一电感模组，以提供预设电感；其中，在 确认切换信号后，使该切换电路启动该频带调谐电路，以配合该频率调谐 电路，藉以使得该第一输出与该第二输出具有一输出频率，该输出频率是 取决于该核心电路、该频率调谐电路、该调变电路及该频带调谐电路的一 总电感及一总电容，且该总电容及该总电感是经由调整该频率调谐信号及 该频带调谐信号所控制，使该输出频率为一预设频率；以及其中该压控振 荡器系统的所有组成元件皆是对称设置。
本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。
前述的系统，其中所述的频率调谐电路更包括：一第一可变电容及 一第二可变电容，互相串接，其中它们的第一端点，分别耦接至该第一输 出和第二输出，而其第二端点则是和频率调谐信号相接；第一电阻及一第 二电阻，互相串接，同时以并连方式一起耦接到该第一及第二可变电容，该 第一及第二电阻间的一中点会耦接到该频率调谐偏压信号；以及一第一电 容及一第二电容，它们的第一端点，分别耦接至该第一输出和第二输出，而 它们的第二端点则分别和该第一及第二可变电容，以及该第一及第二电阻 耦接，藉此串接该可变电容及该电阻。
前述的系统，其中所述的频带调谐电路更包括：一第一及一第二调谐 模组，具有一第一及第二预设电容，其第一端点分别和该第一输出及第二 输出耦接，一第一及一第二电阻，相互串接，而且进一步和该第一及第二 调谐模组的第二端点间串接，而两电阻间的一中点是由该频带调谐信号所 控制；以及一第一及一第二开关，相互串接，而且进一步和该第一及第二调 谐模组的第二端点中间串接；其中当该切换信号传送到该开关的闸极，该第 一及第二调谐模组会被启动。
鉴于前述，本发明提供一对称化压控振荡器系统，以改良频率稳定性 及系统线性度。本发明的对称化压控振荡器系统包括一频率调谐电路，用 以接收一频率调谐信号；一频带调谐电路，和该频率调谐电路并连，包括至 少一切换电路，以接收至少一频带调谐信号及至少一切换信号；一核心电 路，连接该频率调谐电路及该频带调谐电路，可提供一第一输出与一和该 第一输出互补的第二输出；该核心电路含有至少一和频带调谐电路连结的 电感模组，以提供预设电感，其中，在确认切换信号后，使该切换电路启 动该频带调谐电路，以配合该频率调谐电路，藉以使得该第一输出与该第 二输出具有一输出频率，该输出频率是取决于该核心电路、该频率调谐电 路、该调变电路及该频带调谐电路的一总电感及一总电容，且该总电容及 该总电感是经由调整该频率调谐信号及该频带调谐信号所控制，使该输出 频率为一预设频率。同时该压控振荡器系统的所有组成元件皆是对称设置。
综上所述，本发明特殊结构的对称化线性压控振荡器具有上述诸多的 优点及实用价值，并在同类产品中未见有类似的结构设计公开发表或使用 而确属创新，其不论在产品结构或功能上皆有较大的改进，在技术上有较 大的进步，并产生了好用及实用的效果，且较现有的压控振荡器具有增进 的多项功效，从而更加适于实用，而具有产业的广泛利用价值，诚为一新 颖、进步、实用的新设计。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的 技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和 其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附 图，详细说明如下。
附图说明
图1是表示一个传统LC槽式压控振荡器系统电路。
图2是表示本发明一实施例的一高线性度的LC槽式对称化压控振荡器 系统的一方块图。
图3是表示本发明另一实施例的LC槽式对称化压控振荡器电路图。
图4是表示本发明另一实施例的LC槽式对称化压控振荡器电路图。
图5A与图5B是表示本发明另一实施例的两个LC槽式对称化压控振荡 器电路图。
100：传统LC槽式对称化压控振荡器系统电路
102：可变电容
104：电感
106：NMOS交互耦接的MOSFET结构
108：定流电源供应装置
200：高线性度、信号调变的对称化LC槽式压控振荡器系统
202：频率调谐电路                 204：频带调谐电路
206：核心电路                     212：锁相回路(PLL)模组
300：对称化LC槽式压控振荡器电路
302：频率调谐电路                 304：频带调谐电路
306：电感
308：PMOS交互耦接的晶体管结构
310：NMOS交互耦接的晶体管结构
312：电源                         314：节点
316：可变电容                     318：可变电容
320：节点                         322：可变电容
324：可变电容                     326：开关
328：开关                         330：节点
332：节点                         334：电阻
336：电阻
400：对称化LC槽式压控振荡器电路
402：频率调谐电路                 404：频带调谐电路
406：电感
408：PMOS交互耦接晶体管结构
410：NMOS交互耦接晶体管结构
412：电源                         413：频率电路
414：节点                         416：电容
418：电容                         420：可变电容
422：可变电容                     424：电阻
426：电阻                         428：节点
430：电容切换电路                 432：电容切换电路
434：电容切换电路                 436：晶体管
438：晶体管                       440：交换电容
442：交换电容                     444：节点
446：电阻                         448：电阻
450：节点
500：对称化LC槽式压控振荡器电路
501：频率电路                   502：频率调谐电路
504：频带调谐电路               505：分歧电感结构
505A：电感                      505B：电感
506：NMOS交互耦接晶体管结构

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功 效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的对称化线性压控振荡 器其具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如后。
以下将详细描述本发明的改良式压控振荡器电路特性。
图1是一传统LC槽式压控振荡器系统电路100。一电路100包括两个 可变电容102、两个电感104、两个NMOS交互耦接的MOSFET结构106、及 一个定流电源供应装置108。该NMOS交互耦接的MOSFET结构106提供必需 的负电阻以消除该共振器的损耗。根据Barkhaussen定律，当回圈增益大 于一且当该阻抗的虚部为零时，振荡便发生。该对称化压控振荡器系统振 荡频率由以下方程式决定：
f＝1/2π(LC)1/2
其中L是该二电感104的总电感，而C是包括该二可变电容102及一 电路寄生电容的网路电容。
由于此设计并未采用一对称化架构，其寄生电容可能极大且无法确定。 如此一来，无法利用该电路100具备一大的寄生电容准确预测该对称化压 控振荡器系统的输出频率。注意该电路100并无一内建的调变功能，因此 需一外部调变电路。还有，该电路100线性度低，从而在输出时会产生额 外的闪烁(flicker)杂讯。由于此设计非对称的架构，偶次模式谐波无法 被抑制。基于以上因素，无法准确可信地预测该整个LC槽式电路的加载 (loaded)品质因素。
图2是本发明一实施例的一高线性度、信号调变的对称化LC槽式压控 振荡器系统200的一方块图。该系统200包括一频率调谐电路202、一频带 调谐电路204、一核心电路206、及压控振荡器系统输出，如互补的OUTPUT_P 和OUTPUT_N。该压控振荡器系统经由该频率调谐电路202，偕同该频带调 谐电路204一起控制输出频率，使输出频率位于一特定频率。基本上，该 频率调谐电路202提供了第一层的频率调谐，而频带调谐电路204进一步提 供另一层的频率调谐，因而一起决定该压控振荡器系统200的输出频率及 相位。该频率调谐电路202、频带调谐电路204、及该核心电路206可合称 为压控振荡器电路或简称为压控振荡器。为了稳定输出频率及相位，可选 用一锁相回馈机制，该机制使用一VTUNE回馈信号，以提供本实施例一回 馈电压。该回馈电压准位是取决于频率调谐电路202中的可变电容类型，其 类型包括PN接面、标准模式P/NMOS、或累积模式P/NMOS的可变电容。一 锁相回路(Phase-Lock Loop；PLL)模组212，外接于压控振荡器，根据该压 控振荡器电路的输出，提供该VTUNE信号。该锁相回路(PLL)模组212可藉 电压变化，改变该可变电容的电容值，以准确控制压控振荡器的输出频率 与相位。
在频带调谐电路204内，当接收到一或多个切换信号(如“A1 SWITCH”，“A2 SWITCH”…“AN SWITCH”)。时，可选择/操作一或多 个频带，以启动特定电路。频带调谐信号VTUNE_BAND和切换信号一起，可 微调频率。例如，有数个频带调谐信号(第一频带调谐信号 “VTUNE_BAND1”，第二频带调谐信号“VTUNE_BAND2”…到第N个频带 调谐信号“VTUNE_BANDN”)，在收到A2切换信号“A2 SWITCH”后，由第 二频带调谐信号“VTUNE_BAND2”电压所控制的，相对应的频带，可决定输 出频率的范围。根据其电路设计，该压控振荡器可包括单一个或多数个频 带。
基本上，透过各种调谐相关信号，如调谐信号VTUNE，频带调谐信号 VTUNE_BAND，及切换信号Ax Switch的控制，可改变LC槽的总电容，因此 输出振荡频率也会改变。在这两种情形其中之一，输出的振幅主要取决于 该电路的品质因素Q。
图3是显示了本发明第一实施例的一对称化LC槽式压控振荡器电路 300。该电路300包括了一频率调谐电路302，一含有至少一切换电路的频 带调谐电路304，一电感模组如单一电感306，一PMOS交互耦接的晶体管 结构308，一NMOS交互耦接的晶体管结构310，一电源312，及压控振荡器 输出OUTPUT_P和OUTPUT_N。电感装置，和连接到两电源312和314(例如 如VCC，VSS或GND)的交互耦接的晶体管结构308和310的组合可视为一 核心电路。该电感306直接和两输出耦接，同时以并连方式耦接到该频带 调谐电路304及其他电路模组。从制造面而言，该电路300可以藉标准CMOS 制程，生成于像P型基板的一半导体基板上。
该电路300从电源312取得电力，而在节点314接至元件接地端。该电 路300架构具极佳的对称性，此可由该交互耦接的晶体管结构308和310 其电路元件、频率调谐电路302、频带调谐电路304，及电感模组如一电感 306皆是对称性设置看出。相较于传统压控振荡器的设计，这类对称式压控 振荡器的设计，可减少压控振荡器偶次模式谐波(even-mode VCO harmonics)，降低任何向上转换的闪烁杂讯(flicker noise)，及减少压控 振荡器输出的电路寄生(circuit parasitics)。此外，连续的输出可提供 更好的信号品质，同时减少传统压控振荡器设计常出现的问题，如信号失 真(signal distortion)及杂讯的产生。
该频率调谐电路302为一含有MOS可变电容316及318的简单无调变 (non-modulating)频率调节电路。可变电容316及318是以其第一端点， 分别串接至该第一输出和第二输出，而其第二端点则是和频率调谐信号 VTUNE相接。如果装设有一锁相机制(phase lock mechanism)，则VTUNE 可为来自锁相回路(PLL)模组的回馈信号，锁定该电路300的输出频率及 相位，回馈信号VTUNE是由位在节点320的可变电容316及318间中点的 电路300所接收。
频带调谐电路304可藉切换调谐模组如可变电容322及324调整输出 频率，同时可藉改变可变电容322及324间的电压，持续调节输出频率。调 谐模组可以是预设的电容元件如可变电容或MOS电容。频带调谐电路可和 频率调谐电路以并连方式耦接。而频带可被一启动MOS晶体管开关 (transistor switches)326和328的“A1 SWITCH”信号活化，藉此连接 可变电容322及324。“A1 SWITCH”信号是由管理控制电路300所需频带 的外接电路所产生。“A1 SWITCH”信号提供电压给开关326和328的闸 极(gate)，以活化开关和可变电容322及324，提供一预先选定的频带。注 意开关326和328的源极是在节点330接至接地端。如果该节点并未接地， 它仍可被视为一虚拟AC接地端，因为它是位于电路300的中点，呈差分模 式(differential mode)。这样的排列不但降低了LC槽的串接电阻(serial resistance)，同时进一步增加该电路300的的品质因素。
除了频率调谐电路302可调节输出频率外，频带调谐电路304也提供 了频率调谐的控制机制。在频带调谐电路304内的一频带调谐信号 VTUNE_BAND，是于预定电压准位(voltage level)下，可提供位在电阻334和 336之间的一节点332，一相当稳定的电压。透过电阻334和336，电压间 接分别供应给可变电容322及324，以改变可变电容的电容，还有压控振荡 器的输出频率。VTUNE_BAND所施加的电压准位取决于众多因素，其中之一 是频带调谐电路304内可变电容的类型。此外，电阻334和可变电容322， 如同电阻336和可变电容324，是一整合式差分低通滤波器(differential low-pass filter)，可用以消除外部杂讯。
由于几乎所有的电路元件都是以对称的方式排列，电路300基本上是 对称式的。例如，核心电路中的交互耦接的晶体管结构308和310是以并 连方式耦接到频带调谐电路及频率调谐电路，皆成对称分布。为便于说明， 想象有一条虚拟中心线(center line)(图中未显示)，通过电源(节点)312， 节点320，节点332，虚拟接地端330，及接地节点314，如此一来，即可 看出所有电路元件都是以对称方式排列。如图所示，至少有一PMOS交互耦 接晶体管结构308，包括至少一对交互耦接的PMOS晶体管，其源极(sources) 皆耦接至一电源。同样地，至少有一个NMOS交互耦接的晶体管结构，包括 至少一对交互耦接的NMOS晶体管，其源极皆耦接至一电气接地端，例如该 电路的GND或VSS。该PMOS和NMOS晶体管的汲极(drains)皆耦接至第一输 出OUTPUT_P或第二输出OUTPUT_N，两者其中之一。该交互耦接的排列设置 是将该PMOS或NMOS晶体管的一个闸极，交互耦接至对应成对的另一PMOS 或NMOS晶体管的一个汲极(drain)。
交互耦接的晶体管结构提供了所需的负电阻，以增加电源，藉此补偿 该LC共振槽的损耗。该LC共振槽为并接式(包括有该电感及可提供频率调 谐电路及频带调谐电路的电容)。同时，适当选择这些交互耦接晶体管结构 308和310的电气特性，可大幅减少闪烁杂讯的向上转换(up-conversion)。 而此种压控振荡器的设计，将可变电容316及318，322及324，和电感 306整合成一LC槽对称式压控振荡器。这些元件合宜的对称式设计，可减 少电感与电路的寄生电容，因而增加其振荡效率。
频带调谐电路304的一优点为，可适度地补偿过程中所产生的输出频 率变异及温度变化，因此产生横跨整个频带，准确而稳定的输出频率。另 一优点为持续且准确的电路信号调谐范围，以及持续的模拟输出(analog output)。持续的模拟输出可提供更好的信号品质，并减少传统压控振荡 器设计中常见的信号失真(signal distortion)及杂讯的产生等问题。在此 设计中，频率调谐电路只需要one-bit的可变电容，而不需多位元(multiple bit)的频率调谐电路，因此降低所需晶片(die)大小。频带调谐电路304 的再一优点为其电路布局对称性，可提供稳定输出频率，同时降低寄生效 应。此种设计的又一优点为具有一由两对电阻-可变电容组：电阻334和可 变电容322，电阻336和可变电容324，组成一整合式差分低通滤波器。此 差分低通滤波器是用于消除外部杂讯。本设计还有一优点，位于电路300 中点的节点330上的虚拟AC接地端，可降低LC槽式电路的串接电阻，因 而改善该LC槽的品质因素。最后，此设计可精确的预测加载品质因素，及 轻易补偿，消除布局寄生效应。
熟知本技艺的人士应了解输出频率和压控振荡器电路中的电容，电感 间的关系，是以下列数学方程式表示：
f∝1/(L(C1+C2))1/2
其中C1是频率调谐电路302的总电容，C2是频带调谐电路304的总电 容，而L大部分是由电感元件306所提供的电感值。如前所示，假设电感 值L几乎不变时，频率调谐大多由总电容C1和C2所控制。同时，C1会受 到可变电容316和318的影响，此两可变电容可依设计需要，相同或有所 不同。同样地，C2会受到可变电容322和324的影响，此两可变电容可依设 计需要，相同或有所不同，如此一来，可透过各种方式达成频率调节。例 如，可变电容316和318的值可设定在0.25p到1p，可变电容322可调 整成预设的电容值，而可变电容324则设定为预设电容值的四分之一，一 半，四分之三，以调节频率。
图4为本发明第二实施例的一个对称化LC槽式压控振荡器电路400。 电路400是由一具有多重调谐频带(tuning bands)的调谐结构所组成，包 括有一频率调谐电路402，一具有至少一切换电路的频带调谐电路404，一 具有一电感406，一PMOS交互耦接晶体管结构408，以及一NMOS交互耦接 晶体管结构410的核心电路。该压控振荡器电路400提供了两彼此互补的 输出：OUTPUT_P和OUTPUT_N。该频率调谐电路402及该频带调谐电路404 的组合，可视为一频率电路413，可控制输出频率及其相位。该电路400是 从一电源412获得电力，同时连接到另一处，例如在节点414接至元件接 地端。要知道该电路400可藉标准CMOS制程，生成于P型基板上。
该频率调谐电路402是用以控制输出频率及相位。输出频率及相位会 被频率调谐信号VTUNE锁定。当要施行锁相特性(phase lock feature)时， VTUNE可以是来自电路400外部的PLL模组的一回馈(回授)信号。PLL可 接收压控振荡器电路400的输出，并调整VTUNE值，以锁定输出频率和相 位。
电容416和418分别和可变电容420和422串接，藉此增加电路线 性度。在频率调谐电路402中，电容416和418也分别和电阻424和426 串接。电阻424和电容416一组，就像电阻426和电容418，可视为一整 合式差分低通滤波器，可以消除外部杂讯。注意电阻424和电容416有一 中点节点428，可连接到一频率调谐偏压信号VTUNE_BIAS，如图所示。事 实上，在交流信号(AC)状况下，因为频率调谐电路是位于差分模式 (differential mode)，它是一虚拟接地端。置于此处的虚拟接地端有助于 电路对称性的发生，同时进一步降低LC槽的串接电阻，从而改善该电路400 的品质因素。
该频带调谐电路404是一具有多重调谐频带(tuning bands)的调谐结 构，可藉切换特定电容组，调节输出频率，因而改变该LC槽的总电容值。 如图4所示，频带调谐电路404包括电容切换电路(capacitive switching circuits)430，432和434.。“Ax SWITCH”(x是指1，2，…到N) 是各个电容切换电路的启动信号，可由一图中未显示，位于该电路400外 的电路所产生。
要了解不论何时，可能会有一或多个电容切换电路被启动，以调节产 生所需输出频率。例如，对电容切换电路430而言，一“A1 SWITCH”信号 可提供一预设电压给晶体管436和438的闸极，藉此启动晶体管436和438 及交换电容440和442，以调节输出频率。据了解，晶体管可以是NMOS或 PMOS元件。当更多切换电路被启动时，压控振荡器电路的LC槽会加入更多 电容，而所有这些相关的电容都会影响到输出频率的调节。晶体管436和 438经由一节点444而互相连接，而节点444进一步接地。此节点444，如 其所在位置所示，可以是一虚拟AC接地端。这样的排列降低了LC槽的串 接电阻，因而增加了电路400的的品质因素值。电容440和442分别和电 阻446及448串接，即电阻446和电容440串接一起，如同电阻448和电 容442串接一般，可视为一整合式差分低通滤波器，用于消除外部杂讯；一 VTUNE_BAND1信号连接到预设的电压源，位于该电路400的外部，图中未 示。此信号供应一预设电压至该节点450，以透过电阻446及448，bias the drains晶体管436和438的汲极。其他电容切换电路432和434则可个 别接收“A2 SWITCH”和“AN SWITCH”信号，如同电路430一般，分别运 作。虽然此实施例中出现三个电容切换电路，可依据系统的不同需求，使 用数目较多或较少的电容切换电路。
该频率调谐电路402的一个优点为绝佳的线性度。电容416和418个 别和可变电容420和422的串接，可增加频率调谐电路402的线性度。第 二个优点是电路400所有的电路组成零件皆呈绝佳对称。在电路400中，交 互耦接晶体管结构408和410，电感406，频率调谐电路402，频带调谐电 路404的设计，都呈对称式。相较于传统压控振荡器设计，此设计对称性 降低了压控振荡器偶次模式谐波，也降低压控振荡器输出中，向上转换的 闪烁杂讯。此对称性大幅减少电路内的寄生电容，藉以在设计阶段时，提 供输出频率稳定性，及set-on准确度。该输出提供了更好的信号品质，同 时降低了传统压控振荡器常见的信号失真，和杂讯问题。第三，该内建低 通滤波器，不需额外零件，即可消除外部杂讯。此实施例的另一优点为，因 过程及温度差异(variations)所造成的输出频率差异，可藉由频带调谐电 路404补偿，因而产生精确且稳定的振荡频率。相较于使用不对称电感的 传统式设计，在一特定的功率消耗准位下，此新设计可大幅改善输出电压 摆幅(voltage swing)及相位杂讯(分别达65％与2.3dB)；同时，和传统 电感设计相比，所需晶片面积可缩减达36％之多。
图5A显示本发明另一实施例的另一个对称化LC槽式压控振荡器电路 500。电路500是一具有多重调谐频带(tuning bands)的调谐结构，具有一 频率电路501，由频率调谐电路502和频带调谐电路504所组成。然而，和 电路400不同的是，电路500的输出部是一分歧电感结构(divided inductor structure)505，含有两对称式电感505A和505B，并列且分别和压控振荡 器输出端OUTPUT_P及OUTPUT_N串接。而且，该PMOS交互耦接晶体管结 构408被省略，只留下和NMOS交互耦接晶体管结构410相同的NMOS交互 耦接晶体管结构506。图5B和图5A很相似，除了该两对称式电感505A和 505B是连接于两输出端和接地之间，而PMOS交互耦接晶体管结构是连接到 电源。在此实施例中，NMOS交互耦接晶体管结构被省略了。据了解，电路 500可用标准CMOS制程，形成于一半导体基板上，同时具有和电路400相 同的效能特性及优点。
以上说明提供许多不同实施例或实现本发明不同特征的实施例。所述 零件与过程的特定实施例是用以帮助阐明本发明。
虽然本发明在此以实施于一个或一个以上的特定例子说明与描述，然 其非用以限制于所示细节。因此，附上的申请专利范围应被广义地、且与 本发明范围一致的方式解读。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式 上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发 明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利 用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但 凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例 所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围 内。