所有频谱效率高的数字窄带无线电发射机原则上都要求执行两 种操作：(1)基带数据必须经过滤波以限制其频谱宽度，以及(2)所得 基带信号必须转换到预期射频频带。现有许多技术用于将基带信号转 换成射频信号。一种技术涉及将基带信号直接馈入频率合成器、如 PLL(锁相环)的输入端。
PLL的操作是本领域的技术人员熟知的，因此这里不再进行描 述。只需要指出，PLL的分割因子N可以是整数值，也可以是非整 数值、即分数N PLL。分数N PLL通常由S-Δ(sigma delta)调制器控 制。S-Δ调制器在不同整数值之间转换PLL的分割因子，使得PLL 输出信号的所得平均值可成为其参考信号的分数倍。
将基带信号施加到S-Δ调制器产生对分数N PLL的直接调制。 通常，把基带信号的滤波形式提供给S-Δ调制器，然后S-Δ调制器 采用基带信号的瞬时频率来改变分频器的频率分割因子。通过采用S- Δ调制器控制频率分割因子，可产生具有恒定包络的调制(即频率和 相位调制)。而且由于S-Δ调制器取代了复杂的模拟电路，因此可为 恒定包络系统(例如全球移动通信系统(GSM)或数字通信系统(DCS)) 开发极紧凑的体系结构。
目前，完整的无线电发射机可采用直接调制方法集成到单个 ASIC(专用集成电路)中。
但是，恒定包络系统不是带宽效率高的，因此一些所提出的系统 除相位及频率调制之外还采用幅度调制。这些系统的实例包括 EDGE(增强数据GSM环境)和WCDMA(宽带码分多址)。在这些系统 中，调制信号被分为相位部分和幅度部分。相位部分被引入分数N PLL，以及幅度部分被加入(有效相乘)后置PLL功率放大器。这样， 在整个调制器上可使用开关块，这极具功率效率。
但是，把信号分为幅度和相位部分时，相位和幅度部分的相应带 宽变得比组合信号的带宽大得多。而且由于幅度和相位部分在PLL 之后的乘法器中组合，因此对幅度和相位部分的动态范围和带宽、以 及还对幅度和相位部分之间的定时提出严格的要求。
避免PLL环路带宽限制的一种方法是对PLL增加另一个调制 点，因而得到术语“双点调制”。在双点调制中，第二调制信号在环 路滤波器之后被插入PLL。双点相位调制器的一个实例如图1所示。 双点相位调制器包括相位频率检测器25、环路滤波器65(这是低通(LP) 滤波器)、加法器11、压控振荡器(VCO)16、反馈回路中的分频器8、 以及S-Δ调制器9。还提供后置PLL功率放大器14用于加上幅度部 分。在题为“具有DC响应的三点调制的频率合成器系统及方法”的 美国专利第5834987号中描述了一种相似的调制方案。
在操作中，基带信号的瞬时频率finst在两点施加到PLL 15：点 10(在S-Δ调制器上)和点12(在加法器上)。参考频率θref施加到相位 频率检测器25，以及幅度部分“A”施加到功率放大器14。从调制 输入到VCO16的输出的传递函数可导出为：
${\theta }_{\mathrm{out},\mathrm{VCO}}\left(s\right)=$
$\frac{f_{\mathrm{inst}}\left(s\right)}{\mathrm{Ns}}\frac{K_{\mathrm{phd}}{K}_{\mathrm{vco}}/s{H}_{\mathrm{LP}}\left(s\right)}{1+K_{\mathrm{phd}}{K}_{\mathrm{vco}}/s{H}_{\mathrm{LP}}\left(s\right)/N}+$
$\frac{f_{\mathrm{inst}}\left(s\right)}{K_{\mathrm{vco}}^{\prime }}\frac{K_{\mathrm{vco}}/s}{1+K_{\mathrm{phd}}{K}_{\mathrm{vco}}/s{H}_{\mathrm{LP}}\left(s\right)/N}=-------\left(1\right)$
$f_{\mathrm{inst}}\left(s\right)/s\frac{K_{\mathrm{vco}}/{K^{\prime }}_{\mathrm{vco}}+K_{\mathrm{phd}}{K}_{\mathrm{vco}}/s{H}_{\mathrm{LP}}\left(s\right)/N}{1+K_{\mathrm{phd}}{K}_{\mathrm{vco}}/s{H}_{\mathrm{LP}}\left(s\right)/N}=$
$K_{\mathrm{vco}}={K^{\prime }}_{\mathrm{vco}}]=f_{\mathrm{inst}}\left(s\right)/s$
可以看到，双点调制器的传递函数与PLL环路带宽无关。这消 除了PLL环路带宽与调制带宽之间的折衷。然而，由于传递函数与 VCO增益Kvco相关，因此该方案导致引入新的未知数，即VCO增益 的估算K’vco。如果K’vco出错，则频谱增长可能产生，这可能损害系 统的ACPR(相邻信道功率比)要求。
标准VCO配置如图2所示。可以看到，VCO包括由电感器L1、 L2(20，22)和变容二极管Cv(30，32)组成的谐振器。寄生电容Cpar(24)表 示从谐振器看到的所有电容负载和所有寄生电容。还提供了由耦合电 容器Cc(26，28)和Rgnd(34，36)(变容二极管的接地参考)组成的调谐网 络，用于将变容二极管Cv松耦合到谐振器。图2的下部表示负责保 持振荡的有源元件(例如晶体管38、40)。在带有板载VCO的射频 (RF)ASIC中，VCO增益与电感器的大小、输出频率以及变容二极管 的偏置点相关。
VCO的调谐灵敏度(VCO增益)通过取VCO中心频率wo对调谐 电压的导数来得出，如下式所示：
$w_o=\frac{1}{\sqrt{L_{\mathrm{tot}}{C}_{\mathrm{tot}}}};$
$\frac{{\partial w}_o}{{\partial V}_{\mathrm{tune}}}=\frac{\partial w_o}{\partial C_{\mathrm{tot}}}\frac{\partial C_{\mathrm{tot}}}{\partial C_v}\frac{\partial C_v}{\partial V_{\mathrm{tune}}}=\frac{L_{\mathrm{tot}}}{2{\left(L_{\mathrm{tot}}{C}_{\mathrm{tot}}\right)}^{3/2}}\frac{1}{2}{\left(\frac{C_c}{C_c+C_v}\right)}^2\frac{\partial C_V}{\partial V_{\mathrm{tune}}}=--------\left(2\right)$
$-\frac{L_{\mathrm{tot}}{w_o}^3}{2}\frac{1}{2}{\left(\frac{C_c}{C_c+C_v}\right)}^2\frac{\partial C_v}{{\partial V}_{\mathrm{tune}}}$
从式(2)可以看出，调谐灵敏度与许多参数相关。例如，VCO片 上电感器(例如L1、L2)为大金属结构，并且本质上是稳定的。变容二 极管电容和变容二极管电容的斜率与调谐电压Vtune(42)相关。调谐电 压Vtune又与VCO中心频率相关。但是，通过进行仔细设计以及记住 上述等式，总VCO增益变化可被减小。
包含所测量VCO增益与频率的表可补偿VCO增益的变化。但 是，这个解决方案的主要问题在于，当制造电路时，谐振器的寄生电 容(Cpar)变化，因此需要不同的调谐电压来得到正确的输出频率。VCO 增益从一个样本到另一个样本可能变化高达50％。这意味着必须对 每个VCO芯片测量VCO增益以获得稳定的性能。
在美国专利第5834987号中描述了另一个解决方案，它是一种改 进的VCO电路配置，其中，VCO具有两个独立输入，一个用于PLL 调谐电压，一个用于调制输入。这种电路配置如图3所示。可以看到， 图3的电路类似于图2的电路，只不过增加了独立的调谐输入Vmod(50) 和调制变容二极管Cv1(30-1，32-1)用于调制。还提供了耦合电容 CC1(26-1，28-1)以及接地电阻器Rgnd1(34-1，36-1)。Vmod调谐输入与Vtune 调谐输入(42)相似，但施加了一个DC电压来设置变容二极管Cv1的 工作点。这允许调制变容二极管Cv1被偏置在适当的DC电平。另外， 可为调制而优化输入带宽和调谐灵敏度。如果施加到变容二极管Cv1 的DC电平是恒定的，则等式(2)中唯一改变的是中心频率。换言之， 改进的VCO解决方案与寄生电容变化无关，因为这些变化在调谐电 压中得到补偿。这意味着逐个样本间的VCO增益变化主要取决于特 定偏置点处的变容二极管的分散以及耦合电容的分散。但通过仔细设 计，VCO增益变化可变为小于10％(主要通过选择大尺寸元件)。
虽然上述设计有优点，但对于对VCO增益估算有严格要求的一 些系统、如EDGE和WCDMA系统，它们可能有所欠缺。此外，对 于具有更复杂调制方案的未来系统(如16QAM)，VCO增益估算的要 求甚至会更高。因此，需要VCO增益的某种自动校准或微调。

本发明针对用于相位调制器中的VCO增益的自动校准的方法及 系统。本发明的方法及系统包括在相位调制器中采用具有频率控制输 入、调制输入和反馈回路的受控振荡器来合成具有给定输出频率的信 号。频率控制信号施加到频率控制输入，以及经由调制输入在反馈回 路外部对受控振荡器的增益变化进行补偿。本发明的方法及系统可用 于任何采用相位和幅度调制的电信系统中，包括EDGE和WCDMA 系统。
一般来说，在一个方面，本发明针对相位调制器。相位调制器包 括锁相环，其中具有相位频率检测器、耦合到相位频率检测器的低通 调制输入、压控振荡器以及耦合到压控振荡器的高通调制输入。微调 电路连接在相位频率检测器与压控振荡器之间。微调电路配置成接收 来自相位频率检测器的误差信号以及控制高通调制输入的增益，使得 高通调制输入和低通调制输入共同构成到压控振荡器的全通调制输 入。
一般来说，在另一方面，本发明针对一种控制相位调制器中的压 控振荡器的增益的方法，相位调制器具有锁相环，其中包括相位频率 检测器、耦合到相位频率检测器的低通调制输入、压控振荡器、耦合 到压控振荡器的高通调制输入、以及微调电路。该方法包括以下步 骤：在微调电路中从相位频率检测器接收误差信号，以及利用微调电 路和误差信号来控制高通调制输入的增益，使得高通调制输入和低通 调制输入共同构成到压控振荡器的全通调制输入。
一般来说，在又一个方面，本发明针对锁相环。锁相环包括相位 频率检测器、压控振荡器以及连接在相位频率检测器与压控振荡器之 间的微调电路。微调电路配置成从相位频率检测器接收误差信号，以 及根据误差信号和压控振荡器的增益的估算来控制压控振荡器的增 益。
一般来说，在又一个方面，本发明针对频率合成器。频率合成器 包括：压控振荡器，其中具有响应频率控制输入信号而产生输出频率 的调谐输入以及具有反馈回路；以及补偿电路，用于在反馈回路外部 补偿受控振荡器的增益变化。
一般来说，在又一个方面，本发明针对合成具有给定输出频率的 信号的方法。该方法包括：响应施加到具有反馈回路的受控振荡器的 频率控制输入的频率控制信号而产生输出频率，以及在反馈回路外部 补偿受控振荡器的增益变化。
一般来说，在又一个方面，本发明针对双点相位调制器，它具有 用于自动VCO增益补偿的补偿环路。调制器包括：受控振荡器，其 中具有响应频率控制输入信号而产生输出频率的调谐输入以及具有 反馈回路；补偿电路，用于在反馈回路外部补偿受控振荡器的增益变 化。
应当强调，在本说明中使用的术语“包括”用来指明存在所述特 征、整数、步骤或元件；但并不排除存在或附加一个或多个其它特征、 整数、步骤、元件或上述各项的集合。
附图概述
通过结合附图参照以下详细说明，可以更好地理解本发明，其 中：
图1是先前部分描述过的框图，表示双点调制；
图2是先前部分描述过的典型差动片上VCO的简化示意图；
图3是先前部分描述过的为调制优化的改进VCO的简化示意 图；
图4是框图，表示根据本发明的实施例、具有额外电荷泵的改进 相位频率检测器；
图5是根据本发明的实施例、利用双点相位调制和反馈来设置 VCO增益估算的调制器的框图；
图6是根据本发明的实施例、利用双点相位调制和反馈来设置 VCO增益估算的调制器的另一个实施例的框图；
图7是根据本发明的实施例、与图6相似的调制器的框图，它经 过修改以测量环路电压而不是电荷泵输出；
图8是根据本发明的实施例、经过修改以测量环路电压而不是电 荷泵输出的另一个调制器的框图；
图9是用于图8的调制器的环路电压放大器的示范实现的框图；
图10是用于图8的调制器的VCO微调环路的示范实现的示意 图；
图11是图8所示的环路电压放大器的示范实现的示意图；
图12是图8所示的限制/延迟块的示范实现的示意图；
图13是图8所示的混频器的示范实现的示意图；以及
图14是图8所示的可变增益块的示范实现的示意图。
本发明的优选示范实施例的详细说明
下面是参照附图对本发明的实施例的详细描述，其中类似元件的 数字和标号一直使用。
如前面所述，利用上述调制方案，某些系统、如EDGE和WCDMA 以及具有更复杂调制方案的未来系统(例如16QAM)要求更严格的 VCO增益估算。因此，本发明针对用于VCO增益的自动校准的方法 及系统。另外，采用自动校准可能得到制造方面更高的产量以及更稳 定的工作。
再参照图3的改进VCO，对VCO增益变化的补偿可通过改变调 制输入变容二极管Cv1上的DC电平来施加。通过在数模转换器 (DAC)(没有明确示出)之后应用VCO增益估算K’VCO，DAC的动态范 围要求没有受到影响；其中，数模转换器用于在VCO输入处(即图1 的点12)施加调制。这些一般考虑事项也适用于以下所述的反馈系 统。
重新参照图1的双点调制器，施加在VCO输入(点12)处的调制 信号引起VCO输出频率的变化。因此，中和输出由相位频率检测器 25产生，以尝试校正VCO输出频率。但是，当同样的调制信号施加 在前置换算器(即分频器)8输入时，来自相位频率检测器输出的误差 信号为零。图1中的方案对相位频率检测器25产生以下传递函数：
${\theta }_{\mathrm{out},\mathrm{PFD}}\left(s\right)=f_{\mathrm{inst}}\left(s\right)\frac{{K^{\prime }}_{\mathrm{VCO}}-K_{\mathrm{vco}}}{{K^{\prime }}_{\mathrm{VCO}}}\frac{\frac{K_{\mathrm{phd}}}{\mathrm{Ns}}}{1+\frac{K_{\mathrm{phd}}{K}_{\mathrm{vco}}{H}_{\mathrm{LP}}\left(s\right)}{\mathrm{Ns}}}-----\left(3\right)$
从等式(3)中可以看出，来自相位频率检测器的输出可用于对 VCO增益估算进行微调。例如，在本发明的一些实施例中，额外的 电荷泵可添加到相位频率检测器，与当前现有的电荷泵并联。图4表 示根据本发明的实施例的相位频率检测器80的示范实现。相位频率 检测器80与传统相位频率检测器的相似之处在于，参考信号和前置 换算器(分频器)信号分别提供给触发器406和408。触发器406和408 控制电荷泵402，使它输出与参考和前置换算器输入之间的相位差成 比例的电荷。“与”门410用于使触发器复位，延迟单元412用于静 带补偿。
根据本发明的实施例，相位频率检测器80包括与第一电荷泵402 并联的第二电荷泵404，如图所示。两个电荷泵产生具有大致相同占 空度的两个误差信号，即输出电流60和62。第一输出60如本领域 一般的作法那样用于PLL环路滤波器，而第二输出62则向VCO提 供反馈，用于对VCO增益估算进行微调。
图5说明根据本发明的实施例、利用相位频率检测器80的示范 双点相位调制器500。图5中的方案与图4中的方案的相似之处在 于，第一误差信号60被提供给环路滤波器65。调制器500包括微调 或控制环路，它包括匹配滤波器70和可变增益放大器75。来自第二 电荷泵404的第二误差信号62则被提供给匹配滤波器70，它用于测 量因VCO增益估算误差产生的调制误差，以及还设置微调环路的调 节的动态特性(例如稳定时间以及稳定过程中的减幅振荡)。滤波器70 应当能够检测误差信号62的极性，以便产生校正信号。这个极性可 通过将误差信号62与原始调制信号finst相关来测量。
图6说明双点相位调制器600的另一个实施例，其中增加了对于 因中心频率变化而引起的VCO增益变化的补偿。图6的调制器600 类似于图5的调制器500，但增加了可变增益放大器175，作为第二 调制信号的输入。这允许使用对来自DAC(没有明确示出)的VCO增 益变化的粗略估算(根据中心频率wo)，这减小反馈通路的增益范围。 另外，加法器11已经删去，以及增加了具有独立调制输入90的VCO 116。采用这个VCO 116，放大器75和175可用来改变施加到变容二 极管(参见图3)的DC电平。由于VCO增益变化的频率相关部分(参 见等式(2))是已知的，因此可在反馈回路外部进行补偿。在反馈回路 外部对部分VCO增益估算误差的补偿允许更短的稳定时间，因为控 制环路中的可变放大器75的范围可由于初始误差更小而被减小。
在上述方案的一个示范实现中，小测试信号可施加到两个调制 点。如果VCO增益估算是正确的，则没有输出来自相位频率检测器 80。否则，如果积分后的PLL输出信号以测试信号频率被连续抽样， 则产生对应于失配的DC电压。这个电压可用来设置包括放大器 175、75在内的第二调制通路中的增益。结果是用于控制VCO增益 估算的反馈系统。可应用某个附加滤波(例如经由匹配滤波器70)来获 得补偿环路中的正确动态特性。
测试信号出现在PLL输出处，因此必须被选择为足够低，使得 不会破坏在施加到发送信道外部时的相邻信道功率比(ACPR)范围， 或者在信号施加到发送信道内时的EVM(误差向量大小)。测试信号在 PLL(参见图1)之后与幅度信号混频，因而将不会作为支线(spur)出现 在调制器输出处。
另外，当采用双电荷泵解决方案时，所测量的误差信号表示相位 误差信号的高通(HP)滤波形式。由于误差信号的主要能量包含在低频 (LF)部分，因此这可能意味着误差信号的质量不是最理想的。
如果误差信号反而是在环路滤波器之后测量的，则产生频率误差 的低通(LP)滤波形式，它可用于自动调谐。误差信号则变为：
$f_{\mathrm{error}}\left(s\right)=f_{\mathrm{inst}}\left(s\right)\frac{{K^{\prime }}_{\mathrm{VCO}}-K_{\mathrm{vco}}}{{K^{\prime }}_{\mathrm{VCO}}}\frac{\frac{K_{\mathrm{phd}}{H}_{\mathrm{LP}}\left(s\right)}{\mathrm{Ns}}}{1+\frac{K_{\mathrm{phd}}{K}_{\mathrm{vco}}{H}_{\mathrm{LP}}\left(s\right)}{\mathrm{Ns}}}------\left(4\right)$
这要求两个频率插入点为DC耦合的。这个解决方案的框图如图 7所示。可以看出，图7的调制器700与图6的调制器600的不同之 处在于，匹配滤波器70已经重新设置到环路滤波器65之后。这使环 路电压可被测量并用来控制VCO增益。
图8表示根据本发明的一些实施例的另一个双点相位调制器 800，它采用环路电压来控制VCO增益。双点相位调制器800包括图 7所示的调制器700的全部元件。另外，双点相位调制器800还包括 环路电压放大器802、限制/延迟块804以及混频器806。信号 “Trimstart”用来启动增益微调过程，并在PLL开始其锁相过程之后 的一定量时间之内被触发。为了对VCO增益进行微调，误差信号810 在环路滤波器65之后、但在加法器11之前的环路中被测量。然后， 误差信号810由环路电压放大器802进行放大和滤波，然后在混频器 806中与调制信号的延迟/限制形式混频。积分器808对来自混频器 806的混频信号进行积分，以及可变增益放大器75在VCO调制信号 经由加法器11与误差信号810结合之前调整其增益。第二可变增益 放大器175允许使用对于因中心频率wo而引起的VCO增益变化的粗 略估算，它减小反馈通路的增益范围。如上所述，放大器75和175 可用来改变施加到变容二极管(参见图3)的DC电平。现在描述这些 块的每个的示范实现。
图9说明环路电压放大器802的示范实现。这个放大器的目的是 放大误差信号810，使得它较少受到调制器中的后续电路的匹配和噪 声要求的限制。误差信号810与VCO增益成反比。假定60MHz/V 的最大VCO增益和60kHz的平均频率偏差，则VCO输入处的信号 电平大约为1mV。还假定最大残留误差约为百分之五，则误差信号 310的最小电平约为50μV。由于环路电压根据发射机输出频率和参 数分散可能变化高达2V，因此调制器的动态范围要求变得大于 90dB(20log(2V/50μV)＝92dB)。
另外，由于环路电压为DC分量，因此也可通过插入在放大器902 之前的高通滤波器来消除。但是，移动电话系统、如GSM(全球移动 通信系统)和EDGE(增强数据GSM环境)基于TDMA(时分多址)，对 于它们来说，因PLL锁定而不存在每个时隙的环路电压的瞬变。但 是，这可通过实现具有可变高通截止频率的反馈放大器来解决。那 么，在PLL锁定期间，截止频率高，以及在PLL被锁定之后，增益 微调环路由Trimstart启动，它降低了高通滤波器截止频率。
在一个示范实现中，PLL锁定时间可能大约75μS。Trimstart信 号在这个时间之后例如采用计数器来触发，从而开始增益微调过程。 增益微调环路稳定时间也可约为75μS，这导致大约150μS的总校 准时间，即对GSM/EDGE系统来说足够的值。
在图9中，Vloop表示误差信号810。低通滤波器900抑制来自误 差信号810的任何高频噪声。这种高频噪声可能由PLL环路带宽处 的峰化和群延迟波动产生。低通滤波器的截止频率应当低于PLL环 路带宽。例如，如果PLL 3dB环路带宽为150kHz，则低通滤波器截 止频率应当约为60kHz。
低通滤波器的输出被提供给差动放大器902。在一些实施例中， 差动放大器902具有大约20的增益。差动放大器902的输出被提供 给跨导单元904。对于双极型晶体管，跨导被定义为：

其中ic为集电极电流，vbe为基极-发射极电压，以及vcb为集电极-基 极电压。跨导单元904的输出则被提供给混频器806。
差动放大器902的输出还被提供给第二跨导单元906。这个单元 906的跨导值可用来设置放大器802的带宽(放大器802具有结合低通 滤波器900构成带通滤波器的高通特性)，如下所示：
$V_{\mathrm{FB}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{1+s\frac{C}{A·g_m}}------\left(6\right)$
在接收Trimstart信号之前，跨导单元906的跨导值约为200μ A/V，电容C约为500pF，差动放大器增益约为20，它转换为大约 1.3MHz的3dB带宽。注意，阶跃响应在这种情况下为转换速率有限 的，其中转换速率限制被定义为：
$\frac{\mathrm{\Delta V}}{\mathrm{\Delta I}}=\frac{I}{C}=\frac{11\mathrm{\mu \&Agr;}}{500\mathrm{pF}}=22\mathrm{KV}/s-------\left(7\right)$
因此，根据转换速率限制，1V阶跃将占用大约45μS。
在接收到Trimstart信号之后，单元906的跨导值变为1μA/V， 以及3dB带宽变为60kHz。因此，环路电压放大器802这时为具有大 约6-60 kHz带宽的带通放大器。
对于混频器806，重新参照图8，这个元件用来把原始输入信号 finst与误差信号810相关，以便达到反馈信号的适当符号。在一些实 施例中，普通的吉尔伯特混频器可用来实现混频器806。
通过补偿PLL的群延迟，限制/延迟块804使混频器806可以正 确工作。在本发明的一些实施例中，限制/延迟块804可通过接入/断 开一个或多个RC网络来实现。
积分器808用来对来自混频器806的输出进行积分。混频器806 的平均输出信号为对应于VCO增益设定中的误差的电压。在本发明 的一些实施例中，这个电压在积分器808的跨导单元中被转换成电 流，然后由积分器808的电容器进行积分。这个电容器上的电压则用 来控制放大器75的增益。在一些实施例中，积分器808的跨导可以 是可编程的，以便优化环路稳定时间。在任何情况下，由于误差信号 810与VCO增益成反比，因此跨导应当与VCO增益成比例。
图10是图8所示的VCO微调环路的示范实现的高级示意图。在 图10中，左下部分表示环路电压放大器802，左上部分表示限制/延 迟块804，中部表示混频器806和跨导单元808的组合，以及右部表 示可变增益放大器75和175。标记为“f_mom”和“f_mom_bar”的 信号表示finst/K’VCO的差分形式，以及“LOn”和“LOp”分别表示f_mom 和f_mom_bar的延迟以及限制形式。Imixern和Imixerp表示来自进入 混频器806的差动放大器802的差动输出电流。“Sbt”表示到片上 衬底的连接。“Vfb”表示差动放大器802中的反馈节点，以及“Vbgr” 表示来自设置整个电路的偏置点的片上带隙参考的参考电压。“Vcc” 和“Gnd”分别表示电源电压和地。下面描述这些块中每个的示范实 现。
现在参照图11，表示图9的环路电压放大器802的示范实现。 在此图中，R0和C2提供低通滤波器900的示范实现。M1、M2、R21 和R22提供差动放大器902的示范实现。Q2和Q3用于电压电平移 动。Q17、R15和M3-M6用来设置DC偏置点。Q4和Q5提供驱动 混频器的跨导(由Q18和R5进行DC偏置)。Q12-Q15、Q6、Q7、Q26 和Q27提供驱动反馈通路的跨导。C7为积分电容器。通过采用 Trimstart信号连接Q20、R8、M7或者Q19、R23、M0，跨导是可转 换的。
图12说明限制/延迟块804的示范实现。在此图中，Q18、Q19、 R18和R19提供限制器，以及RC组合R18、R20和C1、C2提供延 迟。偏置点由Q17和R15设置。
图13说明混频器806的示范实现。在此图中，Q6-Q9提供标准 的吉尔伯特混频器，以及R1和R2为混频器负载电阻。Q22和Q23(由 Q23、Q26和R9、R11进行DC偏置)用于DC电平移动。驱动积分电 容器C1的跨导由Q3、Q4、Q10和Q11(由Q25和R0进行DC偏置) 组成。C1上的电压则控制频率通路的增益。
图14说明可变增益放大器75和175的示范实现。这个块将差动 频率信号转换为可驱动Vmod(参见图3)的单端信号。电阻器R34两端 的电压调制VCO的Vmod。晶体管M3和M4组成电流反射镜。晶体 管Q35和电阻器R44用来设置通过电阻器R34的DC电流/电压。这 使频率输入为负。晶体管Q18、Q19、M1和M2与电阻器R43共同 构成发射极退化跨导(由晶体管Q32和Q33以及电阻器R40和R41 进行DC偏置)，它向晶体管M3和M4组成的电流反射镜输出电流。 这个电路组成固定增益部分。
可变增益部分由另一个跨导组成，它包括晶体管Q12、Q13、M1 和M2以及电阻器R42(由晶体管Q30和Q31、电阻器R38和R39进 行DC偏置)。为了允许增益变化，吉尔伯特增益放大器通过晶体管 Q14-Q17、Q36和Q37构成。吉尔伯特增益放大器是采用由晶体管 M23和M24以及电阻器R18(由晶体管Q27和Q28以及电阻器R15 和R16进行DC偏置)构成的跨导受到电流控制。
晶体管M24的栅极DC电平由晶体管Q29和电阻器R17、R45 和晶体管Q0来设置。在Trimstart信号之前(即在PLL锁定期间)，可 变增益部分采用MOS开关M10被设置成最大值的一半。这允许在发 出Trimstart信号之后增益向下及向上对称变化。
以上参照在VCO以及分频器输入处的两个调制点描述了本发明 的实施例。但是，本发明可同样适用于具有一个低通通路和一个高通 通路的任何双点调制器。例如，低通通路可通过PLL参考信号提供。
虽然已经说明和描述了本发明的具体实施例和应用，但要理解， 本发明不限于本文所公开的确切构造和组成，通过以上描述，各种修 改、变更及变化会是十分明显的，未背离所附权利要求中定义的本发 明的精神和范围。