移动电话的普及使无线架构与电路技术极受重视。此外，近年互补式金氧 半导体(CMOS)技术的微缩化造成MOS组件的射频(RF)特性大幅提升。单晶 收发器(transceiver)的设计已可用低成本CMOS技术实现，此即CMOS RF技 术提升之例。RF CMOS集成电路(IC)技术已进步至可商业运用的程度。
无线通讯收发器的一个关键组成是压控振荡器。压控振荡器是产生本地振 荡(LO)信号给基频信号以用于向上转换(up-conversion)与向下转换 (down-conversion)的频率合成器的一部分。对CMOS组件单晶整合而言，电 感-电容(LC)槽式振荡器由于其较佳的相对相位噪声与较低的功率消耗，使 其较其它形式振荡器为佳。即使对称化压控振荡器系统技术持续进步，然而， 其设计仍为RF收发器设计的一个瓶颈与主要挑战。此等挑战包括减低相位噪声、 功率消耗、及频率调谐(tuning)范围的最佳化。在LC槽式对称化压控振荡器 系统中，相位噪声与功率消耗主要和该槽的品质因素(Q)及可变电容(varactor) 的非线性度有关，该可变电容是特别设计的PN接面二极管，其电容值于逆向偏 压模式下变化剧烈。有多种可变电容的类型：PN接面、标准模式P/NMOS、或累 积模式P/NMOS的可变电容。频率调谐范围决定于该可变电容的调整范围及该对 称化压控振荡器系统的寄生特性。因此，主要工作便是将该电感与可变电容的 特性最佳化。施加至对称化压控振荡器系统的控制电压改变该可变电容的电容 值，由此决定对称化压控振荡器系统的振荡频率。该电感L与并接的电容C依 以下方程序决定对称化压控振荡器系统的振荡频率f：
f＝1/2π(LC)1/2
可变电容是用以涵盖一定的频带。对称化压控振荡器系统的主动组件克服 该槽内的耗损。为减低对称化压控振荡器系统的相位噪声，该槽的被动组成需 具备一大的品质因素，因为该槽的品质因素是以平方关系影响对称化压控振荡 器系统的相位噪声。在适合移动通讯的频率，集成电感的品质因素通常远较普 通二极管或MOS可变电容为低。在此等应用中，该电感即决定最差状况的相位 噪声及对称化压控振荡器系统能否符合规格。
集成电感的性能极受不希望存在基板中的电流造成的损耗、或该电感线圈 的串接电阻所影响。在数字CMOS技术中，其金属层远薄于用在双载子晶体管与 BiCMOS技术的厚度，因而造成串接电阻大幅上升。再者，该基板掺杂浓度高， 因此造成大的基板损耗。数字CMOS技术允许在同一芯片整合数字与模拟功能， 而不会造成其制造成本指数增加。
此外，传统对称化压控振荡器系统需一大的晶粒尺寸，具有低线性度，且 无信号调变能力。实体布局的寄生效应增加设定振荡频率的变化性，所以振荡 频率无法可靠预测。
因此，对称化压控振荡器系统设计技艺的需求，便是将较小占地面积 (footprint)、较高线性度、稳定的设定振荡频率、及具有信号调变能力等特 性，结合到改良的对称化压控振荡器系统设计中。

本发明所要解决的技术问题是提供两种对称化压控振荡器系统电路架构， 以改良对称化压控振荡器系统电路特性。
根据本发明的实施例，一种对称化压控振荡器系统包括一频率调谐电路， 包括一个或一个以上可变电容以接收一先已决定的调谐信号，及一用以改变该 可变电容的电容值的频率调谐偏压信号；一调变电路，与包含一个或一个以上 可变电容的频率调谐电路并接，用以调变一个或一个以上输出；以及一核心电 路，与频率调谐电路和调变电路以基本上并联的方式耦接，用以提供一振荡机 制；其中核心电路具一电感模块，与频率调谐电路和调变电路以基本上并联的 方式耦接；且其中该对称化压控振荡器系统的电路组成皆是对称设置，以减低 相位噪声，及增加其振荡效率。
附图说明
图1表示一个传统LC槽式对称化压控振荡器系统电路。
图2表示根据本发明一实施例的一高线性度、信号调变的对称化LC槽式对 称化压控振荡器系统电路的一方块图。
图3表示根据本发明另一实施例的一分离式对称化LC槽式对称化压控振荡 器系统电路。
图4A与图4B表示根据本发明另一实施例的另一分离式对称化LC槽式对称 化压控振荡器系统电路。
图5表示根据本发明另一实施例的一集成式对称化LC槽式对称化压控振荡 器系统电路。
100传统LC槽式对称化压控振荡器系统电路
102可变电容
104电感
106NMOS交互耦接的MOSFET结构
108定流电源
200高线性度、信号调变的对称化LC槽式对称化压控振荡器系统电路
202频率调谐电路
204调变电路
206核心电路
210外部控制电路
212PLL模块
300分离式对称化LC槽式对称化压控振荡器系统电路
302高线性度、信号调变的可变电容电路
304电源
306电感
308、310PMOS/NMOS交互耦接的晶体管结构
312电气接地端
313调变电路
314、316电容
318、320可变电容
322、324电阻
326节点
328节点
330节点
331频率调谐电路
332、334电容
336、338可变电容
340、342电阻
344、346节点
402可变电容电路
406A、406B电感模块
410NMOS交互耦接结构
502高线性度、信号调变的可变电容电路
504电源
506电感
508、510交互耦接的晶体管结构
512电气接地端
514、516电容
518、520、536、538可变电容

以下是根据本发明不同实施例所提供的改良式对称化压控振荡器系统电路 的细节说明。不同实施例说明不同电容与电感是如何被调整，以致该对称化压 控振荡器系统的总体电容与电感被调谐，而在一个选定的频率、或当输出被调 变时在一个频带内传送一个输出。
图1表示一个传统LC槽式对称化压控振荡器系统电路。一电路100包括两 个可变电容102、两个电感104、两个NMOS交互耦接的MOSFET结构106、及一 个定流电源108。该NMOS交互耦接的MOSFET结构106提供必需的负电阻以消除 该共振器的损耗。根据Barkhaussen定律，当循环增益大于一且当该阻抗的虚 部为零时，振荡便发生。该对称化压控振荡器系统振荡频率由以下方程序决定：
                f＝1/2π(LC)1/2
其中L是该二电感104的总电感，而C是包括该二可变电容102及一电路寄生 电容的网络电容。
由于此设计并没采用一对称化架构，其寄生电容可能极大且无法决定。如 此一来，电路100具备一大的寄生电容便无法准确预测该对称化压控振荡器系 统的输出频率。注意该电路100并无一内建的调变功能，因此需一外部调变电 路。还有，该电路100线性度低，从而在输出产生额外的闪烁(flicker)噪声。 由于此设计非对称的架构，偶次模式谐波无法被抑制。基于以上因素，该整个 LC槽式电路的加载(loaded)品质因素无法被可靠与准确地预测。
图2表示根据本发明一实施例的一高线性度、信号调变的对称化LC槽式对 称化压控振荡器系统电路200的一方块图。该电路200包括一个频率调谐电路 202、一个调变电路204、一个核心电路206、及如OUTPUT_P和OUTPUT_N的对 称化压控振荡器系统输出。由于该对称化压控振荡器系统输出是位于一特别的 输出频率，它们也可被称为载波输出。一个频率调谐偏压信号VTUNE_BIAS可提 供先已决定的电压，例如加至该对称化压控振荡器系统的一固定电压，以调谐 电路200。根据该对称化压控振荡器系统的电路设计，该对称化压控振荡器系统 可包含单一或多数个频带。固定电压是根据一高线性度信号调变可变电容电路 中，可变电容的类型而定，例如PN接面、标准模式P/NMOS、或累积模式P/NMOS 的可变电容。此电路会在图3详细讨论。
该对称化压控振荡器系统电路200更可选择耦接一外部控制电路210，如一 个模拟基频(ABB)电路，以提供一个调变控制信号VTUNE_MODULATION，且更耦 接一锁相回路(PLL)频率合成器，或简单说成一PLL模块212。如果需要，该 VTUNE_BIAS信号可由外部控制电路210产生。PLL模块212外接于该对称化压 控振荡器系统之外，当其输出频率被锁定时，它利用一个调谐信号VTUNE(例如 一锁相回授信号)以锁定其输出相位。我们需了解VTUNE与VTUNE_BIAS共同控 制频率调谐电路的可变电容，且当此二信号共同作用以改变可变电容的总电容 时，VTUNE_BIAS不须被锁定到一固定电压。该对称化压控振荡器系统的输出被 送至PLL模块，且为PLL所取样，以维持输出频率和相位的稳定。PLL模块212 通过改变加至频率调谐电路202中载波频率可变电容的电压VTUNE，改变可变电 容的电容值，而提供精确的对称化压控振荡器系统输出频率控制与相位控制。 如此一来，通过改变电容与电感或LC槽的特性，输出振荡频率也会改变。当将 VTUNE_MODULATION信号加至调变电路204中的调变可变电容时，此信号可改变 其电压以改变可变电容的电容值，由此也改变输出频率的调变。任何调变类型 皆可用以调变该对称化压控振荡器系统输出频率，例如AM(调幅)、FM(调频)、 FSK(频移键控)等。注意若是没有调变，源自该对称化压控振荡器系统的输出 是位在一特别的输出频率；而若有调变，该输出便以一个经调变载波频率所载 的波形出现。两种情形输出的振幅主要是由该电路的一个品质因素决定。
图3表示根据本发明第一实施例的一分离式对称化LC槽式对称化压控振荡 器系统电路300。该电路300包括一个高线性度、信号调变的可变电容电路302、 一个包括一电源304的核心电路、一个电感306、一对PMOS/NMOS交互耦接的晶 体管结构308和310、及两个对称化压控振荡器系统输出OUTPUT_P和OUTPUT_N。 我们需了解该二对称化压控振荡器系统输出是彼此互补的。从制造的角度看， 电路300可以标准CMOS制程被制造在如一P型基板的一个半导体基板上。
电路300自例如VCC或其它电流源的电源304接收其电源，且连接至一个 电气接地端312或VSS。该电路300是制造于CMOS基板上，因而导致一较小的 占地面积，且因此使其比传统对称化压控振荡器系统设计具一较低的制造成本 结构。该电路300架构具极佳的对称性，此可由交互耦接的晶体管结构308和 310的电路设计、可变电容电路302、及电感306皆是对称设计看出。本发明对 称化对称化压控振荡器系统设计减少偶次模式谐波，且和传统对称化压控振荡 器系统设计比起来，大幅降低对称化压控振荡器系统输出的闪烁噪声。电感模 块306提供一先已决定的电感值给电路300，且连接至其两边的两个输出。在此 实施例中，假设该电感的值不可变，以致频率调谐主要是通过可变电容的调谐 以达成。然而，我们需了解该电感可做成其电感值为一可控制变量的方式。
在此实施例中，可变电容电路302是采用一“分离式”设计，原因就在一 个调变电路313与一个频率调谐电路331是两个相对独立的电路。将调变电路 313与频率调谐电路331分离，使二电路其中的一或两者的施行可符合一特别的 设计规格，因此当调变功能可为一供选择而非必要的特征时，占地面积便可较 小。
可变电容电路302的调变电路313包括电容314与316，分别和可变电容 318与320串接，由此增加电路线性度。在此实施例中，可变电容318与320是 PMOS或NMOS可变电容。电路313提供一高线性度的可变电容电路，能够采用任 何调变类型。电容314与316也分别和电阻322与324串接。电阻322在节点 326供应一可决定或相对固定的电压，此节点两侧连接电容314与可变电容318； 而电阻324在节点328供应一可决定或相对固定的电压，此节点两侧连接电容 316与可变电容320。此结构中有两个低通滤波器以消除外部噪声：电阻322与 电容314，及电阻324与电容316。电路300在节点330接至组件接地端，此节 点是位于该二电阻的中点。若不将此节点接地，当该电路是设定为差分模式时， 该节点仍可被视为一虚拟AC接地端。如图所示，可变电容318与320基本上与 电阻322与324以并联方式耦接。通过施加调变信号VTUNE_MODULATION至可变 电容318与320的中点，电路300输出便可被调变。施加的电压改变可变电容 318与320的电容值。当电容值改变时，频率也随之变动。我们需了解对称化压 控振荡器系统输出频率可以AM(调幅)、FM(调频)、FSK(频移键控)、或其 它调变类型予以调变。
可变电容电路302的频率调谐电路331控制输出频率与相位。输出频率通 过控制VTUNE_BIAS与VTUNE两个信号调整。有了PLL模块提供VTUNE信号，通 常会关闭一个控制回路，以维持输出频率和相位稳定度。电容332与334分别 和可变电容336与338串接，由此增加电路线性度。电容332与334也分别和 电阻340与342串接。电阻340和电容332的组合，类似于电阻342和电容334 的组合，可视为—差分低通滤波器，用以消除外部噪声。VTUNE_BIAS信号可由 一电路300外部的电压源提供，通过电阻340与342供应一个相对固定的电压 至节点344与346，此二节点分别连接至电容332与可变电容336，及电容334 与可变电容338。我们需了解电压源提供的电压准位视可变电容电路302中可变 电容的类型而定，该类型例如PN接面、标准模式P/NMOS、或累积模式P/NMOS 的可变电容。此稳频调谐偏压信号VTUNE_BIAS提供一参考电压，协同信号VTUNE， 改变可变电容338的电容值，由此将电路300的输出调谐至一先已决定的频率。 我们需了解输出频率是决定于电路300所有电容、可变电容、及电感的总体， 且利用VTUNE与VTUNE_BIAS仅是调整频率的方法之一。此外，所提供的 VTUNE_BIAS信号可帮助稳定输出及避免闪烁噪声。如同我们所了解的，一适当 选取可变电容电路的电性可大幅减少闪烁噪声被向上转换。
在此实施例中，核心电路和频率调谐电路与调变电路并接。该核心电路提 供电源与其它组成以产生振荡，从而通过选择性地调谐前述调谐机制，一个输 出频率便可产生。如图所示，至少有一个PMOS交互耦接的晶体管结构308，具 有至少一对交互耦接的PMOS晶体管，其源极皆耦接至一电源。类似地，至少有 一个NMOS交互耦接的晶体管结构310，具有至少一对交互耦接的NMOS晶体管， 其源极皆耦接至一第二电源，此第二电源与VCC互补，例如一电气接地端或该 电路的VSS便是。PMOS和NMOS的漏极耦接至第一或第二输出两者至少之一输出。 该交互耦接的设置，是将该PMOS或NMOS的一个栅极，交互耦接至对应成对的 另一PMOS或NMOS的一个漏极。晶体管结构308与310提供所需的负电阻以增 加电源，由此补偿该并接式LC共振槽的损耗。
我们需了解，由于输出频率是根据该对称化压控振荡器系统电路中不同零 件提供的所有电容与电感的总值，将可变电容332、334、336与338和电感306 整合以形成该对称化压控振荡器系统的LC槽，对电路300性能极具帮助。若包 含调变电路，电容组件314、316、318与320也对该对称化压控振荡器系统电 路最终性能有所帮助。数学上，输出频率和可变电容与电感306的关系可用以 下方程式表示：
              f＝1/((C1+C2)L)1/2
其中C1是可变电容318与320的总电容，C2是可变电容336与338的总电容， 而L是电感306的电感值。如前所示，当C1与C2改变而L不变时，输出频率 便大体决定。此外，将前述零件适当地对称设计，可减少电感与电路的寄生电 容，因而减少偶次模式谐波、闪烁噪声、及相位噪声干扰。
可变电容电路302的一个优点便是其优越的线性度。电容314与316和可 变电容318与320采用串接设置、及电容332与334和可变电容336与338亦 采用串接设置皆使可变电容电路302的线性度增加。在电路300中，PMOS/NMOS 交互耦接的晶体管结构308与310、电感306、及电路313与331皆是对称安置。 此对称减少偶次模式对称化压控振荡器系统谐波，且和传统对称化压控振荡器 系统设计相较，更减少对称化压控振荡器系统输出的闪烁噪声。电路300的对 称设计大幅减少电路内的寄生电容，因而于设计阶段提供输出频率的稳定度与 设定输出频率的准确性。对此实施例而言，可变电容电路302的另一优点便是 内建信号调变与PLL的功能。内建信号调变的功能免除一外部信号调变器的需 求，可减少芯片尺寸(尺寸减少35至45％)及降低制造成本。此外，内建的低 通滤波器不需额外零件便可消除外部噪声。最后，若设计规格不需调变电路， 此实施例采调谐和调变电路分离设计，将使芯片尺寸可更缩减。
此实施例采用一个具有对称化电感设计的互补式交互耦接架构。和传统采 用非对称化电感的设计相较，一些实验证明，在一给定的功率消耗水准下，此 新设计可改善输出电压摆幅(swing)与相位噪声分别达65％与2.3dB；同时， 和传统电感设计相比，需求的芯片面积可缩减达36％之多。
图4A与图4B表示根据本发明另一实施例的两个分离式对称化LC槽式对称 化压控振荡器系统电路。在图4A中，可变电容电路402和电路300中的电路302 相同。然而，电感306在此被分为对称的两个部分406A与406B；而两个输出信 号OUTPUT_P与OUTPUT_N则继续提供电路输出；还有，结构308在此不再出现， 而NMOS交互耦接结构410则予保留。电路400具有和电路300类似的性能与优 点。类似地，在图4B中，电路内保留晶体管结构408，而该二电感模块406A与 406B则可将图3中的交互耦接的晶体管结构310取代，放置于靠近接地端而非 正电源(如VCC)的地方。
图5表示根据本发明另一实施例的一积体式对称化LC槽式对称化压控振荡 器系统系统。在此实施例中，一个高线性度、信号调变的可变电容电路502展 现一个“整合式”设计，其调变与频率调谐电路二者电气上和实体上皆结合为 一。和电路300相较，该对称化压控振荡器系统系统500不需电容332与334、 及电阻340与342。通过减少零件数量及通过整合功能，一较小的占地面积得以 达成。将此等电路整合后，电路的寄生效应可轻易补偿，由此该对称化压控振 荡器系统整体的加载品质因素可容易与精确计算。一个包括一电感506与二交 互耦接的晶体管结构508与510的核心电路和电路300中所示相同。类似地， 该对称化压控振荡器系统系统500是由二电源线供给电源，例如一个电源504 和一电气接地端512。接地端512可被视为一AC虚拟接地端。此位居该对称化 压控振荡器系统系统500中点的AC虚拟接地端减少LC槽式电路的串接电阻， 因此改善该LC槽的品质因素。
可变电容电路502调谐与调变结合的部分控制输出频率与相位。一电容514 与一可变电容518串接，而一电容516与一可变电容520串接，由此增加可变 电容电路502其调谐部分的线性度。在可变电容电路502的调谐部分中，可变 电容518与520是CMOS可变电容，且提供PLL功能。电容514与516也分别和 电阻522与524串接。电阻522与电容514，及类似地电阻524与电容516可被 视为二低通滤波器，用以消除外部噪声。一个VTUNE_BIAS信号连接至该对称化 压控振荡器系统系统500外部的电压源，此电压源供应一固定电压至电阻522 与524中的一接点。该固定电压准位视可变电容电路502中的可变电容类型而 定。一个VTUNE信号被提供至二可变电容518与520中的接点。该VTUNE与 VTUNE_BIAS信号共同控制可变电容518与520的调整。
可变电容电路502的调变部分包括电容514与516，二者和可变电容536与 538串接。一个调变信号VTUNE_MODULATION由在可变电容536与538中的节点 施加一电压以主导调变功能。在此例中，可变电容536与538是MOS可变电容。 此可变电容电路502的调变部分提供一高线性度的可变电容电路，具有采用任 何调变类性的能力；且此电路具备小的对称化压控振荡器系统增益(KVCO)，促 使调变容易。我们需了解对称化压控振荡器系统输出频率可以AM(调幅)、FM (调频)、FSK(频移键控)、或其它调变类型予以调变。
此实施例整合一个高线性度、信号调变可变电容电路的功能。虽然频率调 谐部分与调变部分被整合，二者基本上仍可被视为并接设置。如分离模式中的 零件一般，其电路零件基本上是以对称方式设置。此等整合使电路的寄生效应 可轻易补偿，由此整体的加载品质因素可容易与精确计算。此实施例亦删除一 些电路零件，由此在维持特性优势时，能减少占地面积与成本。
以上说明提供许多不同实施例或实现本发明不同特征的实施例。所述零件 与过程的特定实施例是用以帮助阐明本发明。此等实施例当然仅是实施例，而 非用以将权利要求范围再予限制。