附图中的图1和图2分别表示用于GSM900的发射器噪声和调制标准， 和一个用于调制的频谱板。图1指出关于一个+33dBm功率水平载波的每 1Hz带宽的不希望的噪声的允许水平。在GSM的接收频带范围内，当Rx频 带介于935MHz和960MHz之间时，噪声必须控制在-162dBc以下，并且当 介于925MHz和935MHz之间时，噪声必须控制在-150dBc以下。如此低的 噪声水平是不容易获得的，尤其是采用一个完全集成的发射器。
图2说明了频谱模板，以表明在接近于零频率载波的相位噪声上的调制 频谱和极限。在400kHz和1800kHz之间，以及在-400kHz和-1800kHz之 间，需要在相位噪声的模板和基底之间有一个10dB的余量。为了能够满足 这个要求，在发射器VCO(电压控制振荡器)输出端的用于调制的相位轨道 的误差在148位的随机数据中必须充分地小于5°rms和20°最高值。
发明技术方案
本发明的目的是提供一种能够达到预定的发射器噪声和调制规格并且 能够被集成的发射器结构。
根据本发明，提供了一种发射器，它包括一个相位调制器和一个具有相 对大功率的电压控制振荡器(VCO)的锁相环路，其中，该相位调制器包括 一个参考频率源和用于对来自该参考频率源的至少两个相位分量之间进行 随机内插以得到相位调制信号的装置。
本发明提供一种发射器，它包括一个相位调制器，一个具有相对大功率 的电压控制振荡器(VCO)的锁相环路，和一个相位敏感探测器，该探测器 的输入端与相位调制器的输出端相连接，该相位调制器包括一个参考频率 源，用于从所述源产生的参考频率中得到至少两个相位分量的装置，和由调 制器控制的相位选择装置，用于对该至少两个相位分量之间进行随机内插以 得到一个相位调制信号。
本发明的一个实施例采用一个固定频率的稳定的参考振荡器，其输出被 分成相同振幅的四个正交相位分量。一个单极的、四路抽头选择器从这四个 正交相位分量中任选其一，用于输送到锁相环路(PLL)。为了精确获得所 需要的瞬间相位，抽头选择器被制成是可以在这四个正交相位分量之间随机 并且快速地跳跃，它实质上是一个内插的过程。由于快速跳跃，任何噪声都 被移至需要的频带之外，并且通过环路滤波而被除。切换过程由一个两比 特的复比特流调制器控制来进行，使得对应于所需要的相位值和量化噪声中 的能量的抽头选择器的平均位置被转换为在PLL带宽之外的一个高的频 率。
这种结构在载波附近产生非常低的噪声，并且容许在集成电路处理中有 所变化。它是对中频(IF)载波进行调制的一种简单、灵活又容易实现的方 法。
附图的简要说明
本发明将参考附图以举例的方式给予说明。附图中：
图1示出用于GSM900的发射器噪声和调制标准；
图2示出一个用于调制的模板；
图3是根据本发明的实施例的发射器的方框示意图；
图4是说明使用I和Qσ/δ调制器以四个相位值进行相位内插的示意 图；和
图5是一个复σ/δ调制器的方框示意图，该调制器适用于说明图3所示 的在发射器中使用的数字实现的复σ/δ调制器52的概念。
附图中，相同的标号用于指明相应的特征。
本发明的实现方式
图3所示的发射器10包括一个相位调制器12，该调制器提供一个中频 (IF)载波，在该载波上可以进行适当相位的调制并进行任何需要的频率偏 移，该调制的IF载波被输送至实际上是一个锁相环路(PLL)的一个发射环 路14。
首先说明发射环路14，它包括一个大功率的发射器VCO16，该发射器可 以在GSM的发射频带880至915MHz之间产生一个输出信号。VCO16的输出 耦合至一个功率放大器18，而该放大器的输出又耦合至由一个天线20组成 的一个信号传播器。
对VCO16的宽带调谐包括将输出信号频率向下混频成一个相位比较频 率。VCO16的输出耦合至一个混频器22的一个输入端，而该混频器的第二 个输入端连接至一个外部调谐VCO24。在发射器是收发器的一部分的情况 下，VCO24可以用于产生接收器的本地振荡器频率(未示出)。混频结果经 过一个低通滤波器26产生差频率。该差频率被耦合至一个相位比较器30的 一个输入端32，可由一个分频器28选用。来自相位调制器12的调制IF载 波耦合至相位比较器30的另一个输入端34。相位比较器30具有相位敏感 检测器的功能，并产生一个表示输入端32和34的信号之间的相位差的信 号，该信号经一个低通滤波器36提供给一个积分器38、40。积分器38、40 产生一个输出电压，该电压用于按需要将VCO16频率下拉。
在工作中，PLL的任务是重新生成来自相位调制器12的调制IF载波上 的相位调制，并尽可能准确地把它传送给VCO16。为此，它必须象一个可调 的窄带过滤器那样工作，将IF载波中的处于调制频带以外的任何不希望的 噪声滤掉。在GSM情况下，用于GSM的调制带宽伸延至空间为200KHz的频 道以上达一个接近400KHz的数值。因此，环路带宽不能比该数字低太多， 以避免使调制变形，但又不能比该数字高太多，以有效地衰减相位噪声。为 了达到GSM的关于不合逻辑的发射的要求，环路必须一直对数量级为20MHz 的大的频率偏移处对任何相位噪声进行极强的衰减。而且，环路VCO本身在 20MHz偏移处产生的噪声必须非常低(即-162dBc/Hz)，正因为如此，VCO 必须有一个相对大的输出功率。
PLL的设计整体上说就是确定理想的环路动态范围(即环路带宽)，使 得发射器的输出可以通过5°的rms相位轨迹误差要求和频谱模板要求这两 者，并且两者都要有很好的工作余量。发射环路14采用两个积分器，分别 位于VCO16的内部和外部，使得环路对于确实处于环路带宽以内的频率而言 是第二阶的。在外部环路积分器周围的前馈通道通过在一旦频率低于开环截 止频率180KHz时强制环路传输函数回复到第一阶，从而确保环路的稳定 性。在环路中附加的低通滤波器36是一个时间连续的模拟滤波器，它提供 对于宽带相位噪声所需的强滤波能力。该滤波器是二阶的，使得环路有超过 大约为400KHz的闭环路带宽的三阶特性。
在可选择的情况下，如果存在分频器28，发送器输出可以向下混频为多 个相位比较频率。由于增加的环路频率增益，它具有增加的偏移调谐能力的 优点。然而，增加的频率增益也相位调制器12输出中的相位量化噪声更低， 这可能或不可能容易达到。当分频器比例N增加时，在所能达到的偏移调谐 能力和在VCO16输出中呈现的相位噪声电平之间有一个平衡关系。为了保持 用于调制的正确的相位轨道，同时在相位调制器12内的GMSK调制块50中 所产生的瞬间相位偏移也要被N除。在仅采用一个分频器28对VCO16的输 出进行频率转化的极端情况下，它具有可以省去混频器22和外部VCO24的 优点，但必须注意不要严重损害系统的一个或者多个其它的性能参数。
再说明相位调制器12，其工作的基本原理就是获取稳定的参考振荡器 42的正弦输出，在本例中为一个fref＝52MHz的频率，并使用一个模拟分相 器44以得到四个相关的输出相位，例如0°，90°，-90°，180°(如图所示) 或者45°，135°，-135°，-45°。这四个相关的相位输出提供给抽头选择器 46的各个抽头，抽头选择器被控制以产生提供给相位比较器30的输入端34 的调制IF载波。
为了确保IF载波以正确的相位被调制，相位是通过在抽头选择器44的 各个抽头之间进行随机和快速的转换从而在四个可用的相位之间进行内差 而获得的。随机过程必须确保平均输出相位和所需值相同，并且在低频时噪 声频谱包含尽量少的能量。
用于操作抽头选择器46以在四个相位值之间进行内插的信号是从加到 GMSK(Gaussian Minimum Shift Keying)调制器块50的输入端48的输入 数据信号中获得的。在GMSK块50的最后一级，通过取得余弦和正弦的瞬时 相位偏移进行来构造一对复I和Q信号分量。此I和Q信号分量被输送给一 个复σ/δ调制器52，它在一个频率fclock＝fref时被时钟信号启动。这个复σ/δ 调制器52使I和Q分量随机化，产生两个其值为+1和-1的脉冲流，它的 序列有正确的平均值以及所需要的噪声频谱分布。这两个脉冲流作为一个两 比特的地址，用来决定抽头选择器46的瞬时位置。结果就是，调制以及持 续地被PLL滤波操作消除的量化噪声一起出现在抽头选择器的输出端的IF 载波上。
相位比较通常是发生在中频，在缺少任何频率偏移的情况下，该中频就 等于参考频率。然而，可以在相位调制器12内施加频率偏移而不需要改变 与PLL相关的调谐VCO24的设置。施加一个频率偏移能够例如减少在调谐 VCO中所需要的频率等级的数量。通过加入一个其斜率等于所需的频率偏移 的相位斜坡，可以在GMSK调制块的输入端54以数字方式施加一个调谐偏 移。调谐偏移也可以施加在σ/δ调制器56的输入端52。这个偏移量可以是 正的或者是负的，而且其作用通过复σ/δ调制器52进行简单地传播，平均 来说使抽头选择器46沿一个正的或负的方向进行旋转。因此，中频以相应 的偏移从参考频率移动，而使调制的相位轨迹完全不受影响。(假定在环路 中没有分频器28的情况下)发射环路14简单地对VCO16的输出进行同样转 换，并在新的中频中进行相位比较。
向GMSK调制器50和复σ/δ调制器52施加同样的频率偏移的优点在于， 量化噪声的频谱进行与调制完全相同的频率移动。因此，由于施加了调谐偏 移，而且调谐偏移的界限大部分由σ/δ调制器内的数字过程的精度(例如， 字长度和定点运算)以及VCO16的调谐能力来决定，信噪比没有增加。在对 调谐偏移没有那么严格要求时，也需要对所选的参考频率进行考虑，尤其是 对负的频率移动而言。在参考频率为52MHz时，在PLL中的图象滤波出现困 难之前，很可能要容忍一个差不多-50MHz的移动。然而对一个正的频率移 动来说，理论上对参考频率没有限制。
图4说明相位内插过程，并且示出在复σ/δ调制器52的输出端的I值 和Q值的组合，以及抽头选择器46输出端的相应的相位组合。这些相位值 位于一个同一直径的圆周上，如直径为0.7，它对应于复σ/δ调制器52的 输入端的I和Q被缩放的系数。然后由I和Q分量的平均值Iav和Qav来决定 相位的平均值或者是“插入”值。当复矢量的幅度在本系统中没有结果而且 无论如何都会被抽头选择器46删除的时候，与矢量振幅相关的信息仍然保 留在复σ/δ调制器52的输出端就是毫无意义的。因此，如果不得不采用一 个与振幅分量相结合的非恒定的包络调制模式，它就能够在调制器之前被加 入到缩放块中，并在调制器的输出端进行了适当的滤波后仍然能被删除。
在相位调制器12中使用的那种σ/δ调制器纯粹是一个数字元件。然而 为了有助于说明，将σ/δ调制器考虑为一个如图5中所示的模拟等效过程也 颇有帮助，该图详细地说明连续时间的一个复交叉耦合的低通的σ/δ调制器 52。正交相关的信号I和Q被分别施给输入端60、61。各输入端60、61分 别与一个四阶的σ/δ调制器62、64相连接。各调制器62、64分别包括一个 由四个串联连接的跨导-电容积分器66、68、70、72，和67、69、71、73 连接而成的环路滤波器。各调制器的四个积分器分别与四个回转器74、76、 78、80交叉连接。每一级可在IF频带内各自设置一个频率以谐振；这个频 率根据gm/C比率确定。但是通常都将它们设置为相同的频率。当这个频率 为零时，交叉连接的回转器就变得多余了。C值依噪声要求来设定，电导gm 设定来为所需的C值给出中心频率。将这些级交叉连接可以在每一个电容器 的位置处引入一个负的电纳，该电纳的值由所需频率中的移动和回转器的特 性导纳决定。四级66、68、70、72和67、69、71、73的输出在各相加级 82和83组合。它们的输出分别施加到各1比特的量化元件84、86，在这些 量化元件中分别对模拟信号进行过采样，从而分别在输出端88、89提供1 比特的频率为fclock的信号。通过选择一个高的过采样比，就是说，在平均次 数以上的采样次数越多，量化噪声传播的频率范围就越广，PLL完成去除此 噪声的任务也就越容易。
量化元件84、86的输出被反馈，并且如果需要的话可以由缩放器90、 92对其幅度进行缩放，并与各输入端60、61的信号在相加级90、91组合。 此反馈环路确保在感兴趣的频带上由量化元件84、86产生的量化噪声的平 均值尽可能小。
在实现发送器10时，GMSK调制器50和复σ/δ调制器52都是数字组件， 因此不能遭受任何的物理损坏。它们可通过在通用的数字信号处理器(DSP) 上的软件组合和专用的硬件共用处理器而实现。因此，它们具有很高的通用 性，并且能够适用于除了与GSM相关的GMSK之外的调制模式。参考振荡器 42、分相器44和抽头选择器46都是非常简单的模拟组件，都是PLL的组成 部分。
尽管本发明已就用于得到四个相位分量的分相器44进行了描述，但如 果相位内插的范围能够被限制的话，可以仅采用两个相位分量，或者尤其是 如果相位旋转的方向能够被其它装置确定的话，可以采用多于四个的相位分 量。
在本说明书和权利要求书中，前面提到的一个元件中的“一”并不排斥 多个这种元件的存在。此外，“包括”也并不排斥所列范围之外的其他元件 或等级的存在。
从本公开文件的阅读中，其它的改进对本领域的技术人员而言是很明显 的。这种改进可以涉及可集成的发射器在设计、制造和使用上的其它已知特 性及其部件，或者对于在此已描述的特性进行替代或增加的部分。
工业应用
特别是用于例如蜂窝电话设置的便携式设备的无线电发射器。