直接转换型接收机电路和发射机电路(总称为“无线电电路”) 经常在诸如移动电话机、电视接收机等通信设备中用于射频(RF)滤 波。
这样一个无线电电路使用包括同相信号(I)和正交信号(Q)的 信号对。两个信号I和Q具有基本相同的载波频率。Q信号相对于I 信号相移90°。换句话说，两个信号彼此正交。
无线电电路具有用于I信号的第一信道和用于Q信号的第二信 道。每条信道独立地转发和处理其信号，例如通过数模转换和低通滤 波。其它信号处理也是可能的，例如模数转换。其中，I和Q信号的 正确处理需要两个信号幅度相同。
然而，因为电子元件的温度、频率、制造偏差和其它参数的变化 导致经常出现信道增益(幅度传输函数)的不同。很小的增益不同(“失 配”)可能导致连接到无线电电路的其它电路中的失真。
可以在授权给Looper的US 5,604,929、US 5,249,203、US 5,230,099、US 5,179,730、US 5,095,536、US 5,095,533以及授权给Reich 的US 4,926,443、Kasperkovitz的US4,633,315、Walley的US 5,930,286 和Mehrgardt的US 4,799,212等美国专利文献中发现有用的参考。
本发明寻求提供一种改进的增益控制器和一种方法，减少或避免 了现有技术的缺点和限制。
附图简要说明
图1图示包括同相信号和正交信号的信号对的简化时间图；
图2图示根据本发明具有受增益控制器控制的同相和正交信道的 电路的简化方框图；
图3图示具有第一和第二抽样速率的数字信号的简化时间图；
图4图示图2的增益控制器的简化方框图；
图5图示图2的增益控制器的更为详细的简化方框图；
图6图示图5的增益控制器中信号鉴别器的简化方框图；
图7组合地图示提供给图6的信号鉴别器内模拟比较器的信号分 量和在理想情况下以及因一个偏移而失真的由模拟比较器提供的中间 信号的简化时间图；
图8图示图5的增益控制器中另外一个信号鉴别器的简化方框 图；和
图9图示根据本发明的一种方法的简化流程图。
优选实施例的详细说明
为了简便，说明书后面附有在此使用的术语表和它们的定义。
随后的描述使用下述缩写，例如“A”代表“模拟”、“D”代 表“数字”、“P”代表“正”、“M”代表“负”和省略号“……” 总体表示P或N。方框图信号线中的箭头表示优选的信号流。
图1图示包括同相信号I(曲线311和312)和相移基本上90°的 正交信号Q(曲线321、322)的信号对I和Q的简化时间图。横轴表 示时间t，纵轴表示信号的物理量，例如电压、电流等。
图1将信号简单表示为模拟信号(下标“A”)，可类似地定义 数字信号(下标“D”)。
每个信号IA和QA都是分别具有第一分量(曲线311和321)和 第二分量(虚线312和322)的差分信号。为了便于解释，第一和第 二分量被称作“正”(P)和“负”(M)分量：曲线311的分量IA(P)、 曲线312的分量IA(M)、曲线321的分量QA(P)和曲线322的分 量QA(M)。
在下面的讨论中，忽略每个信号P和M分量中的普通量值偏移， 以便对于每个信号，P分量和N分量相对于时间轴对称。信号的正弦 形状将仅是一个非限制性的例子；可以是任何其它的形状。
图2图示根据本发明包括受增益控制器200控制的同相信道291 (虚框)和正交信道292(虚框)的无线电电路299的简化方框图。
解释本发明的两条信道291和292是非常方便的，但是对于本发 明而言并不是必需的。在不脱离本发明范围的情况下，本领域的技术 人员根据在此所述的内容也能够为更多信道的应用实现控制器200。
因此，术语“同相”将仅是“第一”信道中信号和单元(例如信 道、输入和输出等)的缩写，术语“正交”是“第二”信道中信号和 单元的缩写。
增益控制器200可以在各种电信和其它应用中使用，例如根据国 际标准运营的蜂窝电话机，例如CDMA(码分多址)等等。因此，假 定电路299属于一个无线电接收机，便于解释根据本发明的增益控制 器200。
通过同相信道291，电路299将一个同相输入信号(例如信号ID) 转发成同相输出信号(信号IA)。通过正交信道292，电路299将一 个正交输入信号(例如信号QD)转发成正交输出信号(例如信号QA)。 如图所示，输入信号是数字信号，输出信号是模拟信号。这是很方便 的，但不是必需的。本领域的技术人员可以修改电路299(模拟输入、 数字输出、全模拟输入输出、全数字输入输出)。
在电路299中，同相信道291包括数模转换器(DAC)293和低 通滤波器(LBF)295以将在数字同相输入281上出现的数字同相信 号ID转换成在模拟同相输出283上的模拟同相信号IA。正交信道292 包括DAC294和LPF296以将在数字正交输入282上出现的数字正交 信号QD转换成模拟正交输出284上的模拟正交信号QA。
分别在两条信道291和292中的总增益GI＝IA/ID和GQ＝QA/QD 应当基本相等。增益控制器200具有连接到输入281以接收数字同相 信号ID的输入201、连接到输入282以接收数字正交信号QD的输入 202、连接到输出283以接收模拟同相信号IA的输入203和连接到输 出284以接收模拟正交信号QA的输入204。
最好用多个比特表示数字信号ID和QD。在处理过程中，可选择 量化器(随后将详细描述)可降低比特数量，例如减少到一个比特(“单 比特”)。
在一种反馈结构中，增益控制器200获得增益控制器信号W(可 在输出206上获得)。信号W最好控制连接在数字正交输入282和DAC 294之间的增益放大器205。乘法器控制进入DAC294的信号QD的量 值。信号QD的幅值(在放大器205之前)与通过增益L(L＝QD MOD/QD) 修改的信号QD MOD(放大器205之后)的幅值有关。以这种方式，避 免了总增益GI和GQ之间的相对差(GI/GQ)和绝对差(GI-GQ)。
使乘法器205和正交信道292相关便于解释本发明，但对于本发 明不是必要的。在不脱离本发明范围的情况下，本领域的技术人员根 据在此所述的内容也能够将放大器205连接到同相信道291。
在详细解释增益控制器200之前，将讨论数字信号的抽样速率。
图3图示具有第一抽样速率的数字信号VD和具有第二抽样速率 的数字信号VO的简化时间图。
数字信号VD在第一时间间隔T(下文称作“时隙”)内具有基 本恒定的幅值。换句话说，信号VD以第一抽样速率F＝1/T被抽样。 数字信号VD表示诸如ID和QD(图2)以及XD、YD、XA、YA、ΔX 和ΔY(参见图5)的数字信号。当书写VD(r)时，时隙T用下标r、 r-1、r-2、……、r-R来方便地标识。
抽样速率F取决于电路299中I和Q信号的应用。例如，对于使 用大约零到600KHz基带频率(参见图7的TSIG)的无线接收机，速 率F＝5MHz是过抽样速率。过抽样比最好在两倍基带频率的4和16 之间。
增益控制器200在内部也使用在第二个更长时间间隔TR＝R×T (下文称作“时间帧”)内具有基本不变幅值的信号VO。换句话说， 这种信号以预定的第二个更低抽样速率FR＝1/TR＝F/R被抽样。R是 抽样速率抽取比。R最好是一个整数，但也可以使用实数比。换句话 说，R表示每个时间帧的时隙数目。R的有用值在RMIN＝8和RMAX＝ 64之间的范围内。R最好在RMIN＝16和RMAX＝32之间的范围内。
对于以一个用下标r标识的时隙结束的任意时间帧TR＝R×T，VD (r)的平均值VAVERAGE例如可以定义如下：
$V_{\mathrm{average}}=\frac{1}{R}*\underset{j=0}{\overset{R-1}{\Sigma }}V(r-j)----\left(1\right)$
控制器200在内部使用速率抽取，其中信号VD被转换成信号VO (例如ΔXO、ΔYO、IO、QO，参见图5)。
对于抽样速率抽取器的应用，下面的参考文件很有用：Crochiere， R.E.和Rabiner，L.R.：“数字信号的内插和抽取-指导概述”，IEEE 会议文件，1981年3月第69卷第3期；Proakis，J.G、Manolakis，D.G： “数字信号处理”，第三版，Prentice Hall出版社，Upper Saddle河， 1996年，ISBN 0-13-373762-4，第10章“多速率数字信号处理”的10.1 至10.6节。
图4图示根据本发明的增益控制器200的简化方框图。增益控制 器200在输出206上提供控制信号W，(通过改变L)调整电路299 的(“第一”)同相信道291或(“第二”)正交信道292的总增益 (参见图5)。增益控制器200包括第一组比较器221-224(图8详细 图示)、第二组比较器211-214(图6详细图示)和信号处理电路290。
在第一组比较器中，每个比较器221、222、223、224比较同相 输入信号(例如在输入端201上的ID)的第一(例如ID(P))和第 二(例如ID(M))分量之一和正交输入信号(例如输入端202上的 QD)的第一(例如QD(P))和第二(例如QD(M))分量之一。每 个比较器221、222、223和224提供一个在第一抽样速率F上的单比 特“输入相关”中间信号(例如CD(…，…))。
在第二组比较器中，每个比较器211、212、213和214比较同相 输出信号(例如在输入端203上的IA)的第一(例如IA(P))和第 二(例如IA(M))分量之一和正交输出信号(例如输出端204上的 QA)的第一(例如QA(P))和第二(例如QA(M))分量之一。每 个比较器211、212、213和214提供一个在第一抽样速率F上的单比 特“输出相关”中间信号(例如CA(…，…))。
信号处理器电路290接收来自(第一组)每个比较器221、222、 223和224的“输入相关”单比特中间信号(例如CD(…，…))， 并接收来自(第二组)每个比较器211、212、213和214的“输出相 关”单比特中间信号(例如CA(…，…))，并将一个单比特中间信 号的预定组合(随后解释具体例子)积分成在第二个更低抽样速率FR 上的控制信号W(输出端206)。
使用输出单比特信号的比较器是本发明的一个重要优点，并避免 使用精确的多比特转换器。
结合随后的附图，解释包括诸如组合器217、218、227、228(在 鉴别器210、220中)、调节器230、240、250、260、加法器271、272、 273、乘法器235、245和积分器280的专用硬件元件的信号处理电路 290。这是为了便于解释，但并不仅限于此。在不脱离本发明范围的 情况下，本领域的技术人员能够根据在此所作的描述利用一个数字信 号处理器(DSP)或诸如微处理器的其它通用处理器实现处理电路290 的功能。
图5图示增益控制器200的简化方框图。增益控制器200包括信 号鉴别器210(如图6-7详细图示的)、信号鉴别器220(如图8详 细图示的)、信号调节器230、240、250和260(虚框)、加法器271、 272和273、乘法器235和245以及积分器280。
信号调节器230包括平均器231(标号∑)、抽取器232(标号 ↓)、量化器233和延迟级234。信号调节器240包括平均器241、 抽取器242、量化器243和延迟级244。信号调节器250包括平均器251 和抽取器252。信号调节器260包括平均器261和抽取器262。
信号调节器230在输入端201上接收抽样速率为F的数字同相信 号ID，并提供具有较低抽样速率FR的调节后的同相信号IO(在延迟 级234的输出端上)。类似地，调节器240接收数字正交信号QD(抽 样速率F，输入端202)，并提供调节后的正交信号QO(抽样速率FR， 延迟级244的输出端)。信号调节器250和260分别将差分信号ΔX (加法器271，见下文)和ΔY(来自加法器272)通过转换到速率FR 调节成信号ΔXO和ΔYO。换句话说，信号ΔXO和ΔYO分别是差分信 号ΔXO和ΔYO的FR速率的表示。
为了调节，调节器使用平均器231、241、251、261来提供平均 值(参见等式(1))，并使用抽取器232、242、252、262从速率F 抽取到速率FR，并可选地使用量化器233、243优选地将多比特信号 转换成单比特信号，并使用延迟级234和244进行同步。
信号鉴别器210接收模拟同相信号IA和模拟正交信号QA(分别 在输入端203和204上)，并提供组合信号XA和YA(分别在输出端 215和216上)。类似地，信号鉴别器220接收数字同相信号ID和数 字正交信号QD(分别在输入端201，201上)，并提供组合信号XD 和YD(分别在输出端225和226上)。信号XA、YA、XD和YD抽样 速率最好为F。将结合图6至图8解释如何获得信号XA、YA、XD和 YD的细节。
加法器271通过从信号XA减去信号XD提供差分信号ΔX；加法 器272通过从信号YA减去信号YD提供差分信号ΔY(参见减号)。 信号ΔX和ΔY最好保持抽样速率F。
接收IO和ΔXO的乘法器235将中间乘积IO*ΔXO转发给加法器 273，类似地，接收QO和ΔYO的乘法器245将中间乘积QO*ΔYO转 发给加法器273。加法器273将差值IO*ΔXO-QO*ΔYO转发给积分器 280。积分器280在输出端206上提供上述增益控制信号W(参见图2)。 信号W控制放大器205(参见图2)以便输入端282上的正交信号QD (参见图2)作为具有增益L＝1+W的QD MOD转发给DAC294。因 此，形成了从输出端282、284到信道291、292的反馈控制环。下面 将解释有关信号W的细节。
图6图示增益控制器200(参见图5)中信号鉴别器210的简化 方框图。信号鉴别器210包括模拟比较器211、212、213和214和组 合器217和218。
每个比较器211、212、213、214具有从输入端203(参见图1、 2、4、5)接收一个分量IA(…)的第一输入、从输入端204(参见图 1、2、4、5)接收一个分量QA(…)的第二输入，和提供上述单比特 中间信号CA(…，…)的输出。CA(…，…)是输出相关的，因为它 是从电路299的输出端283和284获得的。
组合器217和218接收信号CA(…，…)并将上述信号XA和YA 分别发送给输出端215和216。
比较器211、212、213和214最好从输入端219接收一个速率F 的抽样信号SAMPLE以在每个时隙T内输出一个更新的中间信号CA (…，…)。
每个模拟比较器211、212、213和214最好是单比特模数转换器。 换句话说，中间信号C(…，…)可以假定仅有两个幅值，例如“+1” 和“-1”，分别表示第一和第二逻辑状态。
在理想情况下，当分量IA(…)大于或等于分量QA(…)时，每 个比较器在第一状态输出信号CA(…，…)；当分量IA(…)小于分 量QA(…)时，输出信号第二状态的信号CA(…，…)，即
对于IA(…)-QA(…)≥0，CA(…，…)＝“+1”    (2)
对于IA(…)-QA(…)＜0，CA(…，…)＝“-1”    (4)
然而，在非理想状态下，上述表述通过引入比较器偏移OA(…，…) 来扩展，例如：
对于IA(…)-QA(…)≥OA(…，…)，CA(…，…)＝“+1” (6)
对于IA(…)-QA(…)＜OA(…，…)，CA(…，…)＝“-1” (8)
偏移OA(P，P)、OA(P，M)、OA(M，P)和OA(M，M) 对于每个比较器211、212、213和214可以是各不相同的，并可以假 定正值和负值。
比较器如下所述接收分量并提供输出相关的单比特信号：比较器 211接收分量IA(P)和QA(P)并提供信号CA(P，P)；比较器212 接收分量IA(P)和QA(M)并提供信号CA(P，M)；比较器213 接收分量IA(M)和QA(P)并提供信号CA(M，P)；比较器214 接收分量IA(M)和QA(M)并提供信号CA(M，M)。随后将解释 组合器217和218的功能。
图7组合地图示：
·提供给信号鉴别器210(参见图6)的模拟比较器(例如211) 的同相信号I的信号分量(例如图1所示的粗曲线311 IA(P))和正 交信号Q的信号分量(例如图1所示的曲线321 QA(P))的简化时 间图501；
·在理想情况下由模拟比较器(例如由比较器211)提供的中间 单比特信号(例如CA(P，P))的简化时间图502；和
·因比较器偏移(例如O(P，P))而单比特失真的中间信号的 简化时间图503。
类似于图1，正弦形式仅仅是一个例子。这些曲线501、502和503 具有公共的时间横轴t，该横轴具有连续的时间点t1至t6和时间点t7 至t10。时间点是用于解释的，并不一定与时隙T(参见图3)同步。 因为比较器211以相对于信号周期长度TSIG(例如TSIG＝t5-t1)是过 抽样速率的速率F提供信号CA(P，P)，预期在任一时间点上生成 信号CA(P，P)。
如曲线501所示，分量IA(P)在t1以零开始，在t2达到正最大 值，在t3再次达到零，在t4达到负最大值，在t5再次达到零，并在t6 再次达到正最大值。分量QA(P)(相移90o)在t1具有负最大值， 在t2达到零，在t3达到正最大值，在t4达到零，在t5达到负最大值， 并在t6达到零。周期长度TSIG是不变的。从IA(P)到QA(P)的垂 直箭头表示差值IA(P)-QA(P)(参见表达式(2)(4)(6)(8))。
曲线501和曲线502组合起来表示没有偏移(参见表达式(2) (4))的比较器211的理想操作。时间t1、t2、t5和t6上的向下箭头 511、512、515和516分别表示为“+1”的信号CA(P，P)。类似 地，在t3和t4上的向上箭头513和514分别表示为“-1”的信号CA (P，P)。对于两个分量IA(P)和QA(P)的量值基本相等的时间 点t7和t8，箭头分别缩小成点517和518，信号CA(P，P)被定义“+ 1”(参见(6)、曲线502)。因此，信号CA(P，P)在t7之前(直 线531)和t8之后(直线533)为“+1”，在其余时间为“-1”(直 线532)。信号改变速率是t8-t7＝TSIG/2。
曲线501与曲线503组合表示具有偏移O(P，P)的比较器211 的操作。在t9的下降箭头521表示偏移O(P，P)；信号CA(P，P)早 于理想情况在t9进入“-1”(直线541、542)。在t10的向上箭头522 再次表示偏移O(P，P)；信号CA(P，P)晚于理想情况在t10返回 “-1”(直线542、543)。因此，CA(P，P)的信号改变速率变成 不对称的(t10-t9＞TSIG/2)。
偏移O(P，P)也用CA(P，P)的“+1”和“-1”时间间隔的 不同长度来表示。本领域的技术人员在不需要进一步说明的情况下就 可以理解，分量IA(P，P)和QA(P，P)之间的幅度差也将改变这 些时间间隔长度。
因此，信号鉴别器210(参见图6)的各个比较器211、212、213 和214的所有信号CA(P，P)、CA(P，M)、CA(M，P)和CA(M， M)携带有关偏移O(…，…)的信息和信号分量之间的幅度差。现在 将解释如何进一步估计这个信息。
返回图6，组合器217接收信号CA(P，P)、CA(P，M)、CA (M，P)和CA(M，M)，并根据下式提供信号X’A：
X’A＝{+CA(P，P)+CA(P，M)-CA(M，P)-CA(M，M)} (10)
因此，组合器217使用第一求和模式(++--)，在该例子中， 意味着组合正的CA(P，P)、正的CA(P，M)、负的CA(M，P) 和负的CA(M，M)。
考虑到由例如比较器引入的所有噪声xA(小写字母)和恒定比例 因子k，在输出215上可以获得的信号XA被估计为：
XA＝k*X’A+xA    (12)
组合器218还接收CA(P，P)、CA(P，M)、CA(M，P)和 CA(M，M)并根据下式提供信号Y’A：
Y’A＝{+CA(P，P)-CA(P，M)+CA(M，P)-CA(M，M)} (14)
因此，组合器218使用第二求和模式(+-+-)，在该例子中， 意味着组合正的CA(P，P)、负的CA(P，M)、正的CA(M，P) 和负的CA(M，M)。
再次考虑由例如比较器引入的所有噪声yA(小写字母)和因子k， 在输出216上可以获得的信号YA被估计为：
YA＝k*Y’A+yA    (16)
图8图示增益控制器200(参见图5)的信号鉴别器220的简化 方框图。信号鉴别器220包括数字比较器221、222、223和224、组 合器227和228和延迟级207和208。鉴别器220的输入信号是在输 入端201上的数字同相信号ID和在输入端202上的数字正交信号QD； 输出信号是输出端225上的信号XD和输出端226上的YD。比较器221、 222、223和224由来自输入端229的抽样信号SAMPLE提供定时。 SAMPLE最好与鉴别器210的相同(参见图6)。
为了简便，信号ID和QD被视为分别具有第一分量(P)和第二 分量(M)的差分信号，其中
ID(M)＝-ID(P)和    (18)
QD(M)＝-QD(P)      (20)
比较器接收分量ID(…)和QD(…)并提供单比特信号QD(…，…)。 QD(…，…)是“输入相关的”，因为它们是从电路299的输入端281 和282获得的。
具体而言，比较器221接收分量ID(P)和QD(P)并提供信号 CD(P，P)；比较器222接收分量ID(P)和QD(M)并提供信号CD (P，M)；比较器223接收分量ID(M)和QD(P)并提供信号CD (M，P)；比较器224接收分量ID(M)和QD(M)并提供信号CD (M，M)。比较器根据下述定义方便地提供信号CD(…，…)：
对于IA(…)-QD(…)≥O，CD(…，…)＝“+1”     (22)
对于ID(…)-QD(…)＜O，CD(…，…)＝“-1”     (24)
与上述模拟比较器211、212、213和214相比，数字比较器221、 222、223和224基本上避免了偏移。
组合器227接收信号CD(P，P)、CD(P，M)、CD(M，P) 和CD(M，M)，并根据下式提供信号X’D：
X’D＝{+CD(P，P)+CD(P，M)-CD(M，P)-CD(M，M)} (26)
因此，组合器227使用上述第一个求和模式。
延迟级207以N个时隙T的延时转发信号X’D。符号Z-N是Z 变换操作符。本领域的技术人员可以在不需要在此详细解释的情况下 实现延迟级207，例如通过一个移位寄存器。延迟级207的延迟方便 地对应于在同相信道291中引入的固有输入-输出延迟(例如通过DAC 293、LPF 295)。这是非常方便的。如结合图3所解释的，“输入相 关”信号XD与延迟的“输出相关”信号XA相组合。
进一步考虑例如由比较器和延迟级207所引入的任何噪声xD(小 写字母)和上述比例因子k，转发到输出端225的信号XD被估计为：
XD＝k*X’D*Z-N+xD          (28)
组合器228还接收CD(P，P)、CD(P，M)、CD(M，P)和 CD(M，M)并根据下式提供信号Y’D：
Y’D＝{+CD(P，P)-CD(P，M)+CD(M，P)-CD(M，M)} (30)
因此，组合器228使用上述第二求和模式。
延迟级208以N个时隙T的延时将信号Y’D转发到输出端226。 还考虑例如由比较器和延迟级208所引入的任何噪声yD(小写字母) 和比例因子k，转发到输出端226的信号XD被估计为：
YD＝k*Y’D*Z-N+yD    (32)
N方便地对应于在同相信道292中引入的延迟(例如由DAC294 和LPF296)。
假设CD(…，…)的上述定义具有可能值“+1”和“-1”，信 号XD和YD可以是组“-4”、“-3”、“-2”、“-1”、“0”、 “+1”、“+2”、“+3”和“+4”中的任意一个数字。
现在更详细地解释图5。如上所述，加法器271组合信号XA与 负的信号XD以获得信号ΔX，即
ΔX＝XA-XD                           (34)
ΔX＝k*X’A+xA-(k*X’D*Z-N+xD)    (36)
假设噪声部分xA和xD基本上彼此抵消，最后的等式简化为：
ΔX＝k*(X’A-X’D*Z-N)            (38)
ΔX＝k*X’D*Z-N(GX-1)             (40)
其中增益GX定义为：
$G_X=\frac{{X^{\prime }}_A}{{X^{\prime }}_D*Z^{-N}}----\left(42\right)$
类似地，加法器272组合信号YA与负的信号YD以获得信号ΔY， 其中噪声部分yA和yD被抵消，即
ΔY＝YA-YD                           (44) 
ΔY＝k*Y’A+yA-(k*Y’D*Z-N+yD)    (46)
ΔY＝k*(Y’D-Y’D*Z-N)              (48)
ΔY＝k*X’D*Z-N(GY-1)                        (50)

如上所述，加法器273将差值IO*ΔXO-QO*ΔYO转发给增盖积分 器280，该积分器280根据下式提供增益控制信号W(参见图2)：
W＝∫IO*ΔXO-QO*ΔYOdt                          (56)
W＝k*Z-N*∫IO*X′D*(GX-1)-QO*Y′D*(GY-1)dt   (58)
W＝h*Z-N*∫GX-GYdt                                (60)
其中h是一个恒量，例如假设W变成无维量的。
如上所述，使用提供给放大器205的增益控制信号W，增益控制 器200最好根据下式提供一个使放大器205的增益L与W相关的一 个反馈环：
L＝1+W                                       (62)
在理想情况下，增益GX和GY基本上相等，因此W基本上为零， 增益L变为1。在GX和GY之间有差值的情况下，L增加或降低以便 GX-GY之差再次减少。W最好采用-0.3和+0.3之间的值，以便L 采用0.7和1.3之间的值。
图9图示用于控制在电路299中在将第一双分量输入信号(例如 ID(P)、ID(M))转发成第一双分量输出信号(例如IA(P)、IA(M)) 的第一信道291和将第二双分量输入信号(例如QD(P)、QD(M)) 转发成第二双分量输出信号(例如QA(P)、QA(M))的第二信道 292之间的增益平衡的方法400的简化流程图。方法400包括下述步 骤：独立地比较410和420并积分430，尽管以接续的方式被图示， 步骤410和420最好被同时执行。
在比较步骤410，以抽样速率F独立地彼此比较(参见各个比较 器221-224)第一和第二输入信号的所有四个分量组合(例如ID(P)、 QD(P)；ID(P)、QD(M)；ID(M)、QD(P)；ID(M)、QD(M))。 用四个单比特输入相关信号(例如CD(P，P)、CD(P，M)、CD(M， P)、CD(M，M))表示结果。
在比较步骤420，以抽样速率F独立地彼此比较(参见各个比较 器211-214)第一和第二输入信号的所有四个分量组合(例如IA(P)、 QA(P)；IA(P)、QA(M)；IA(M)、QA(P)；IA(M)、QA(M))。 用四个单比特输出相关信号(例如CA(P，P)、CA(P，M)、CA(M， P)、CA(M，M))表示结果。
在积分步骤430，单比特输入和输出相关信号的预定组合(参见 等式(28)至56的求和模式)获得在第二个较低抽样速率FR的控制 信号W。信号W调整信道291(参见图2)或信道292中任一条信道 中的增益L。
如上所述，当通过一个DSP或其它处理器执行处理电路290的 功能时，该方法步骤包括用于该处理器的软件程序。本领域的技术人 员能够编写这些程序。
当使用实际承载信息的信号(ID、QD、IA、QA)操作电路299时 或者当电路299接收到在幅度上基本相等的参考信号(ID、QD)时， 增益控制器200可以被操作。增益控制器200最好与电路299一起在 单个单片芯片上实现。
已经详细描述了本发明，本发明可以被总结如下：用于校正通过 第一信道291和第二信道292转发信号对I和Q的无线电电路299中 增益不平衡的增益控制器200监视信道191和292中总增益GI和GQ 之间的差值，并将增益确定控制信号W反馈给一条信道(例如反馈给 信道292)。第一和第二组单比特比较器221-223和211-214以第 一抽样速率F监视分别在信道输入端281和282和信道输出端283和 284上的信号对，并提供差值信号ΔX和ΔY。积分器280接收该差值 信号并计算第二抽取抽样速率FR的增益控制信号W。
虽然已经针对具体结构、设备和方法描述了本发明，本领域的技 术人员根据此处的描述将理解并不仅仅局限于这些例子，本发明的全 部范围应当由权利要求书来确定。
术语表
下面按字母顺序列出了缩写、物理单元和简写。该术语表仅为了 方便而提供。     
A                    模拟
CD(…，…)          数字比较器的输出信号
CA(…，…)          模拟比较器的输出信号
(…，…)             分别提供给比较器输入端的I和Q信号 分量的信号源(P，P)、(P，M)、(M，P)或(M，M)
D                    数字
F                    第一抽样速率
FR                  第二更低的抽样速率
GI，GQ             总增益
GX                  增益
GY                  增益
IA，IA(P)，IA(M) 具有P和M分量的模拟同相信号
ID，ID(P)，ID(M) 具有P和M分量的数字同相信号
IO                  调节后的同相信号
L                    增益
j                    下标(参见(1))
h                    恒量
k                    比例因子
O(…，…)            比较器偏移
P                    正
QA，QA(P)，QA(M) 具有P和M分量的模拟正交信号
QD，QD(P)，QD(M) 具有P和M分量的数字正交信号
QD MOD               修改后的信号
QO                  调节后的正交信号
M                    负
N                    以时隙T个数的延迟时间周期
R                    抽样速率抽取比，时间帧内的时隙数目
r                    下标
SAMPLE               抽样信号
t                    时间
t1，t2，…                时间点
T                    时隙
TR                  时间帧
TSIG                信号周期长度
VD                  速率F的数字信号
VO                  以较低抽样速率FR的数字信号
VAVERAGE              平均值
W                    增益控制信号
XA，XD             组合器提供的组合信号
xA、xD、yA、yD  组合器引入的噪声
ΔX、ΔXO           差值信号
YA、YD             组合器提供的组合信号
y                    组合器引入的噪声
ΔY、ΔYO           差值信号
Z-N                 N个时隙T的延迟
MHz                  兆赫兹
*                    相乘
/和-                 除
∑                   多个被加数的求和
∫                   积分