在美国专利US5012208中公开了一种正交调制器，其对在正交调 制器的同相和正交分支中的载波泄露具有自适应抑制功能。在最初调 整正交调制和选择匹配部件时，通过向该同相和正交分支施加一个适 当的直流补偿(直流)，即可基本消除这种载波泄露。很多因素，诸如 温度、频率、负载阻抗和载波功率偏差均不足以补偿载波泄露。在所 述美国专利US5012208中，公开了一种复杂的控制环，用以自适应地 调整本地振荡器到射频混频器的输出的泄露信号，这种控制环在其反 馈通路中具有相关器和积分器。在一个与正交调制器耦合的射频功率 放大器的输出端，该控制环连续地测定并使被发射的射频功率相关， 同时与其相关地连续向正交调制器的输入端注入直流偏移补偿值。
在美国专利US5396196中公开了一种与所述US5012208中公开的 类型相似的载波泄露补偿。此外，其中所述的载波泄露补偿控制环需 要一个复杂的伪噪音发生器。
在日本文摘No.07202961中的具有正交调制器的发射机中，公开 了一种载波泄露补偿电路。一个直流电平检测器测定正交调制器基带 端的直流电平。根据这些测出的基带直流偏移信号，一个调整电路调 整基带正交信号的直流电平。

本发明的一个目的是提供一种具有一个简单而坚固(robust)的 载波泄露补偿装置的正交调制器。
本发明的另一个目的是提供一种正交调制器，其中在预定时刻执 行载波泄露补偿。
本发明的另一个目的是提供一种正交调制器，其中由补偿装置本 身产生的可能直流偏移或其它干扰被消除。
本发明还有一个目的是容易地控制载波泄露补偿的应用。
本发明还有一个目的是消除串音干扰。
依据本发明，所提供的正交调制器包括：
一个同相调制支路，由第一数模转换器、第一防混叠滤波器、第 一求和装置和第一混频器的第一串联连接构成；
一个正交调制支路，由第二数模转换器、第二防混叠滤波器、第 二求和装置和第二混频器的第二串联连接构成；
一个本地振荡装置，用于分别向所述第一和第二混频器提供第一 本地振荡信号和第二本地振荡信号；
一个与所述第一和第二混频器的相应输出耦合的第三求和装置， 所述第三求和装置提供一个经过正交调制的信号；
载波泄露测量装置，用于测定所述同相调制支路中的所述第一本 地振荡信号的第一载波泄露信号和所述正交调制支路中的所述第二本 地振荡信号的第二载波泄露信号；
一个可控信号发生装置，用于产生第一单调递增信号和第二单调 递增信号；以及
保存装置，用于保存所述第一和第二单调递增信号的值，所述保 存装置与所述第一和第二求和装置耦合以形成反馈回路；
所述载波泄露测量装置采用第一状态和第二状态，其中在第一状 态中测定所述第一和第二载波泄露信号，而在第二状态中控制所述 可控信号发生装置停止产生所述第一和第二单调递增信号，在测量 所述第一和第二载波泄露信号的过程中，从所述第一状态变为采用 第二状态。
本发明基于这样的理解：影响载波泄露的参数通常缓慢地随着时 间而变，从而不必进行连续的补偿。基于这种理解，认识到一个简单 而坚固的载波泄露补偿可以在特定的时间点被可操作地实现，例如在 接通电源时或者也可能在通信装置中进行频道转换时。当用于诸如宽 带CDMA通信设备之类的通信装置中时，在理论上不需要频道转换，只 需要将载波泄露补偿应用到通信设备的通电过程中。在这种情况下， 在通电之后，用于载波泄露补偿分量的电源被切断，从而在这样的便 携式通信设备中实现省电。
最好所述载波泄露检测装置包括一个第一同步检测器和一个第一 比较器的第一串联连接和一个第二同步检测器和一个第二比较器的第 二串联连接，所述第一和第二比较器的相应输出信号控制所述可控信 号发生装置停止产生所述第一和第二单调递增信号。这里的载波泄露 被正确测量，同时一个明确的标准可用于停止载波泄露补偿。
最好所述可控信号发生装置包括第一计数器和耦合于所述载波泄 露测量装置之间的第一状态机，以及一个第二计数器和耦合于所述载 波泄露测量装置之间的第二状态机，当所述载波泄露装置处于所述第 一状态时，所述第一和第二状态机将时钟脉冲馈给所述第一和第二计 数器，而所述载波泄露装置处于所述第二状态时，停止向所述计数器 馈给时钟脉冲。这里一个非常简单的装置被用于数字地产生可控数量 的直流偏移补偿，直到载波泄露测量装置停止直流偏移补偿为止。
提供一个数模转换器，用于简单地注入一个表示数字产生的补偿 的模拟直流补偿信号。滤波器用于滤除由测量装置中的同步检测器 引入的双频载波分量。在这些同步检测器之前，提供了放大器用于 抑制由同步检测器引入的直流偏移，这些同步检测器另外还引入额 外的载波泄露。
在正交调制器的一个实施例中，当对所述正交调制器上电时，所 述可控信号产生装置的被启动，以产生所述第一和第二单调递增信 号。
在正交调制器的一个实施例中，第一滤波器耦合于所述第一同步 检测器和所述第一比较器之间，而第二滤波器耦合于所述第二同步检 测器和所述第二比较器之间，所述第一和第二滤波器分别滤除所述第 一和第二本地振荡器信号的双频分量。
在正交调制器的一个实施例中，所述同相和正交调制支路以及所 述载波泄露测量装置中的模拟信号为差分信号。
附图说明
图1简略示出了一个无线电通信设备的方框图。
图2是依据本发明的正交调制器的第一实施例的方框图。
图3是依据本发明的正交调制器的第二实施例的方框图。
图4示出了用于依据本发明的正交调制器中的发生器信号。
图5示出了用于依据本发明的正交调制器中的状态机。
图6示出了依据本发明的正交调制器的一部分电路图。
在附图中，相同的标记表示相同的特征。

图1简略地示出了一个无线电通信设备1的方框图。无线电通信 设备1包括至少一个与天线3耦合的发射机2。在无线电通信设备1是 一个无线电收发机的情况下，无线电通信设备1还包括一个只示出了 一个低噪音放大器5的接收机4，和一个天线收发转换开关6，或其它 任何将发射机2和接收机4与天线3耦合的适用设备。发射机2包括 一个正交调制器7和一个耦合于正交调制器7与天线3之间的功率放 大器8。这种无线电收发机结构在所属技术领域中是公知的。所示的无 线电收发机可以是一个FD/TDMA系统，一个CDMA系统，一个无绳电话 系统或其它任何适用系统中的蜂窝式无线电收发机。正交调制器7的 输入信号为分别提供给正交调制器的同相和正交支路的实时数字信号I (n)和Q(n)，n为一个整数，表示要被调制的位、片或码元。正交 调制器7包括一个电源控制输入9，正交调制器的选择部分可通过它而 断电，这种电路选择部分的断电在电路领域中是公知技术。
图2是依据本发明的正交调制器7的第一实施例的方框图。正交 调制器7包括一个同相调制支路10和一个正交调制支路11。同相调 制支路10由第一数模转换器12，第一防混叠滤波器13、第一求和 装置14和第一混频器15的第一串联连接构成，而正交调制支路11 由第二数模转换器16、第二防混叠滤波器17、第二求和装置18和 第二混频器19的第二串联连接构成。模数转换器12提供一个重构 信号I(nT)，T为一个重构周期。防混叠滤波器13提供一个滤波模 拟信号I(t)。同样，在正交支路11中，数模转换器16提供一个重 构信号Q(nT)，防混叠滤波器17提供一个滤波模拟信号Q(t)。正 交调制器7还包括一个本地振荡器20，其与第一混频器15的一个差 分输入21耦合，并通过一个90度移相设备22与第二混频器19的 一个差分输入23耦合。本地振荡器20向同相和正交混频器15和19 提供一个载波信号。正交调制器7还包括求和装置24，用于对混频 后的正交调制器信号Im(t)和Qm(t)求和。正交调制器提供一个 正交调幅输出信号s(t)。依据本发明，正交调制器7还包括用于测 量信号Im(t)中的第一载波泄露信号和测量信号Qm(t)中的第二 载波泄露信号的载波泄露测量装置，该载波泄露测量装置包括第一 串联连接25和第二串联连接26，第一串联连接25与同相支路10耦 合，而第二串联连接26与正交支路11耦合，在给定的实施例中分 别与混频器15和19的输出耦合。第一串联连接25的一个输出27 与状态机29的一个输入28耦合，而第二串联连接26的一个输出30 与状态机29的一个输入31耦合。第一串联连接25是第一放大器40， 第一同步检测器41，第一滤波器42和第一比较器43相串联。第二 串联连接26是第二放大器44，第二同步检测器45，第二滤波器46 和第二比较器47相串联。另外状态机29的输入为一个控制信号ctl 和一个系统时钟信号clk。在输出侧，状态机29与用于产生将从滤 波模拟信号I(t)和Q(t)中被分别减去的第一单调递增信号sig1 和第二单调递增信号sig2的可控信号发生装置耦合。更详细地，可 控信号发生装置包括一个第一计数器50和一个第二计数器51，第一 和第二计数器50和51被状态机29控制。正交调制器7还包括用于 保存信号sig1和sig2的值的保存装置，该保存装置包括一个用于 保存信号sig1的值的第三数模转换器52和一个用于保存信号sig2 的第四数模转换器53。在所示的正交调制器7中，本地振荡器20可 通过一个调谐控制输入60而可调。关于载波泄露补偿，本发明的正 交调制器7的特征在于一个设定和遗忘(set-and-forget)正交 调制器。原则上，在正交调制器7或无线电通信设备1加电时测量 正交泄露，并一次完成正交泄露补偿。但是如果需要，也可以在其 它时刻进行补偿，例如在从一个频道调到另一个频道时。
为了避免从调制支路10和11引入直流偏移，支路10和11的数 字输入信号被设为零。最好在载波泄露补偿期间，功率放大器8被关 闭以便防止未调制载波的传输。
正交调制器7中载波泄露的设定和遗忘操作如下所述。在对正交 调制器7加电的同时，第一和第二同步检测器41和45测量同相和正 交支路10和11中的载波泄露，而同时状态机29启动第一和第二计数 器50和51，使得单调递增信号sig1和sig2被分别从滤波模拟信号I (t)和Q(t)中减去。反馈回路用于载波泄露缩减。当同相和调制支 路10和11中的载波泄露最小时，比较器43和47分别反复命令状态 机29终止计数器50和51，使得数模转换器52和53分别保存计数器 50和51的当前值。
图3是依据本发明的正交调制器7的第二实施例的方框图。在这 个简单的设定和意外载波偏移补偿实施例中，只能得到对滤波器13和 17的直流偏移补偿。在这个实施例中，比较器43和47显示出比滤波 器13和17更低的直流偏移。载波泄露测量装置分出输出信号s(t) 而代替在同相和调制支路中分支。然后一个控制信号控制状态机29停 止向同相和调制支路10和11输入补偿信号。为了节省引线数，比较 器43和47的输出27和30可被多路复用。
图4示出了依据本发明的正交调制器7中所使用的发生器信号。 可控信号发生装置最好由计数器50和51构成，即本发明的一个简 单数字实施方案。在这样一个实施例中，由状态机29启动计数器50 和51，而补偿信号sig1和sig2作为斜坡信号rmp，如图4所示。 能够应用其它的单调递增补偿信号，例如图中所示的平方根信号 sqt。在启动载波泄露补偿时，这样的一个平方根信号显示出一个较 陡的斜坡。这个补偿过程很快。用于产生这样的平方根信号的数字 信号发生器在所属技术领域中属于公知技术。也可以利用可控模拟 信号发生器来代替所述的数字发生器，尽管存在着设定和遗忘补偿 信号失控，即在较长的运行时间内不稳定的危险。可以选择电容性 保存装置作为保存装置。
图5示出了用在依据本发明的正交调制器7中的状态机29。状 态机29包括一个用作系统时钟clk的一个启动/停止控制信号str 的输入70。从而启动/停止控制信号str和系统时钟信号clk都被输 入到用于补偿信号的同相和正交支路输入控制的相应与门71和72 中。如果启动/停止信号str具有一个逻辑值“0”，那么与门71和72 就会阻塞系统时钟clk，使得计数器50和51不再接收时钟脉冲而保 留其当前值。如果启动/停止信号str具有一个逻辑值“1”，系统时 钟则通过而到达相应的与门73和74，其输出75和76分别与计数器 50和51耦合。同此，计数器50和51在被计时的同时产生一个斜坡 信号。状态机29还包括用于同相支路计数器控制的第一负边缘触发 D触发器77和用于正交支路计数器控制的第二负边缘触发D触发器 78。比较器43和37的输出信号分别被提供给时钟输入D触发器77 和78的时钟输入79和80。如果比较器43和47在最小的载波泄露 反复切换，则产生负边缘，同时对D触发器计时，使得在相反的Q 输出出现逻辑“1”的相反值，即一个视情况而阻塞与门73和74的 逻辑值“0”。因此，系统时钟clk分别被与门73和74阻塞。在给定 的例子中，同相和正交计数器控制是独立完成的。在对正交调制器7 加电的同时，一个复位信号rst使D触发器77和78复位，使得系 统时钟clk能够再次开始信号生成。在例子中，如前所述，从输出 信号s(t)中测量载波泄露，同时进行对同相和正交支路的系统时 钟控制。然后，状态机29被简化为2个与门和一个D触发器。
图6示出了依据本发明的正交调制器7的部分电路图。其中示出 了载波泄露测量装置的第一串联连接25，即放大器40，同步检测器41， 滤波器42和比较器43的串联连接与混频器15耦合，该混频器与本地 振荡器60耦合。第二串联连接使用了相似的电路装置。在给定的例子 中，所有信号都是差分信号。混频器15是一个由晶体管Q1，Q2，Q3 和Q4构成的平衡混频器，信号I(t)被提供给混频器15的尾晶体管 (tail transistors)Q5和Q6。在混频器15中，还示出了偏压电阻80， 81，82和83，以及一个尾电流源84。在输出侧，混频器耦合于由晶体 管Q7和Q8构成的放大器40，晶体管Q7和Q8具有偏压电阻90，91， 92和93。放大器40抑制由混频器41产生的直流偏移。在所示的电路 中，还消除了由晶体管Q1，Q2，Q3和Q4间的电容性耦合引起的载波 泄露。在输出侧，放大器耦合于混频器42，一个由平衡晶体管Q9，Q10， Q11和Q12，尾晶体管Q13和Q14，尾电流源93以及与电源Vc耦合的 电流源94和95构成的同步检测器。滤波器42可以是一个电容器。滤 波器42消除了由同步检测器41产生的双倍载波频率。
鉴于前面的描述，对所属技术领域的技术人员来说，在不偏离由 后面所附的权利要求确定的本发明的精神和范围的前提下，显然可做 出不同的修改，因此本发明并不仅限于所提供的实施例。应当理解权 利要求中的“包括”并不排除权利要求中列出的元件或步骤之外的其 它元件或步骤。