模拟信号电力输出电路 |
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| 申请号 | CN201580076887.5 | 申请日 | 2015-01-09 | 公开(公告)号 | CN107408920A | 公开(公告)日 | 2017-11-28 |
| 申请人 | 菅原光俊; | 发明人 | 菅原光俊; 川嶋理史; | ||||
| 摘要 | 本 发明 提供将数字值作为输入、能够直接与天线连接的高效率、低失真的电 力 输出 电路 和包括 调制器 的电力输出电路。在多个物理元件的一端共通连接并连接至输出 端子 、而另一端分别通过 开关 元件切换连接至第一或第二基准 电压 源的电路中，电力输出电路的特征在于具有开关控制电路，所述开关控制电路使规定个数的开关元件交变，并且使剩余个数的开关元件与所述基准电压源的任意一个连接或附加相互连接的开关元件进行控制。或者是具有根据数字基带 信号 控制所述规定个数的开关控制电路的包括调制器的电力输出电路。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种电力输出电路，多个物理量元件的一端共通连接并连接至输出端子、而另一端分别通过开关元件切换连接至第一或第二基准电压源， |
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| 说明书全文 | 模拟信号电力输出电路技术领域背景技术[0002] 在现在，虽然进入数字通信时代，但是高速、高频的电力信号输出电路依然使用以往的各种模拟电力放大电路。 [0003] 图2是普通的高频发射电路的一例，输入是被称为数字基带的数字信号，但是对作为其输出的被称为I、Q的两个信号进行DA转换而恢复为模拟信号，分别利用载波进行调制并进行加法计算，通过带通滤波器进行电力放大并向天线输出。即，全部是模拟处理。 [0004] 在数字基带内，经常使用如下方法：在较低的频率的中频，以数字方式进行调制，利用DA转换器使其输出恢复为模拟信号，并且进行频率转换，通过带通滤波器来进行电力放大并向天线供给。最近，特别是为了镜像抑制通常采用如下方法：在数字调制器中制作I、Q两个信号，分别进行频率转换并进行加法计算。这是将图2的“调制”置换为“频率转换”，其电路自身相同。 [0005] 如图1所示，本发明的发明者的目的在于提供一种电力输出电路，将数字基带信号作为输入并能够直接进行天线输出。 [0006] 现有技术文献 [0007] 专利文献1：日本专利公开公报2013-187678“输出电路、输出电路的控制方法和半导体装置”，上述文献中记载了本发明的发明者等的发明，记载了直接输出由电阻和开关构成的多值数字信号的有线通信用模拟输出电路。 [0008] 专利文献2：USP3,919,656“High Frequency Tuned Switching Power Amplifier”，上述文献涉及E级放大器，是由电容、电感线圈和开关构成的单一振幅的电力输出电路。 [0009] 非专利文献1：D.T.Comer and D.S.Korth，“Synthesis of low-spur GHz sinusoids using a 4-bit D/A converter”Frequency Control Symposium,2008IEEE International，p.750-752，上述文献记载了如下方法的一例：需要4bit、10Gsps这种超高速DA转换器，以数字方式制作接近正弦波的信号，在本发明中能够有效利用。 [0010] 在专利文献1的图9中记载了本发明的图5所示的输出电路，其输入是数字信号，上述电路由开关元件和电阻构成。其特征在于输出阻抗以通信标准规定的差动接近100Ω(单端中分别为50Ω)，并且为了进行预加重处理而成为2bit、即4值数字输出。为了提高抗干扰性，通常为差动输出。 [0011] 专利文献2的图3中记载了本发明的图6所示的输出电路，通过输入的载波频率的数字信号，对由双极晶体管构成的开关元件进行开关，并且向电容和电感线圈构成的网络电路传送。网络电路使容抗和电感线圈的感抗共振而抵消。 发明内容[0012] 本发明的发明者考虑首先将图5所示的以往的带有预加重功能的有线通信用脉冲输出电路用作图1的“调制+电力放大”。上述电路由电阻和开关构成，可以对数字信号进行电力输出。但是，上述输出基本上是方波输出。方波通过傅里叶级数展开，可以表示为： [0013] (2/π){sinΘ+(1/3)sin3Θ+(1/5)sin5Θ+(1/7)sin7Θ+···} [0014] 包含三次谐波1/3即-9.5dB、五次谐波1/5即-14dB、…、高次谐波较多。通常根据电波法等法令和通信标准，严格地限制了高次谐波的发射，不能用作无线通信输出。本发明的发明者提供解决上述问题的发明。 [0015] 将在后面说明，使用电阻的DA转换器型的电路还具有如下缺点：电力效率为A级放大器的大约一半而十分差。本发明的发明者还提供改善电力效率并能够实用化的发明。 [0016] 另外，在专利文献1的应用例那样的有线通信中有时容许谐波。但是，同一文献中记载的预加重处理是将范围扩大的修正，由于对于作为本发明的目的的去掉无线用高频电力输出电路的谐波的对策起到相反效果，所以专利文献1中未包括启发本发明的内容。 [0017] 接着，考虑了使用专利文献2的图4所示的E级放大电路。根据其共振电路的品质因素(以下称为“Q”)，谐波成分降低至一次滤波器的大体1/Q。在此，虽然只要满足电波法等法令和通信标准的要求就没有问题，但是实际上很多情况要求更为严格的谐波衰减。因此，需要在后一级进一步设置滤波器。 [0018] 本发明的发明者提供解决上述问题的发明。 [0019] 此外，作为E级放大电路的缺点公知的是在保持高效率的状态下不能改变振幅。即，存在以下缺点：只能仅将载波和仅将载波的振幅无变化的频率调制波、相位调制波、以及电报高效率输出。本发明的发明者提供也能够输出模拟的振幅调制波的电力输出电路的发明。 [0020] 本发明是“由多个物理量元件和对其进行切换的多个开关元件构成的电力输出电路、以及由控制上述开关元件的开关控制电路构成的电力输出电路和包括调制器的电力输出电路”，“电力输出电路和包含调制器的电力输出电路的特征在于，通过所述开关控制电路，产生基本波，并且至少抑制三次谐波”。 [0021] 此外，本发明包括作为所述物理量使用电阻时特别是能够实现省电力的“具有连接物理量间的开关元件及其控制电路的电力输出电路和包含调制器的电力输出电路”。 [0022] 此外，本发明包括作为所述物理量使用电容时，“利用共振用电感，能够实现使输出电力可变且省电力的开关控制”。 [0023] 详细说明如后所述，但是按照本发明，能够实现高次谐波抑制良好且高效率的电力输出电路和包含调制器的电力输出电路。 [0024] 由此，可以实现能够从低频的数字基带信号直接进行天线输出的包含调制器的电力输出电路，能够实现大幅度的部件削减和成本削减。 [0025] 按照本发明，由于作为开关元件利用仅使用导通状态或断开状态的晶体管，而不需要在线性区域中使用的晶体管，所以不存在产生模拟性失真的部分，具有能够容易实现无失真的电力输出电路的效果。 具体实施方式[0026] 实施例1 [0027] 图5a是本发明的第一实施例的电路图。 [0028] 是如下电路：将物理量元件E1、E2的一端，通过各开关元件S1、S2并根据与控制上述开关的数字输入I1连接至基准电压Vref或其基准点GND。可以将GND看作Vref-。从E1、E2的另一端共通连接的点O1取得输出并提供给负载RL。在此特征是以分别得到图5b所示的电压波形V1、V2的方式来控制开关元件S1、S2。V1是通过使开关元件S1在最初的半个周期与Vref连接、在接下来的半个周期与GND连接而得到的电压。V2是利用相位器Sft使其延迟π/3弧度＝60°的信号。使用具有上述开关的脉冲状的波形的电源V1、V2，可以将图5a改写为图5c。 [0029] 此外，在上述例子中E1、E2具有相等的物理量。 [0030] 作为物理量可以广泛使用电阻值或电容值，但是并不限定于此，也可以是电感或电流源等。 [0031] 作为物理量使用电阻值时，与负载并联插入电容(未图示)，不妨碍构成低通滤波器。 [0032] 作为物理量使用电容值时，与专利文献2同样，为了抵消容抗而与负载串联插入电感(未图示)，不妨碍共振。 [0033] 作为开关元件可以广泛使用MOS晶体管，但是并不限定于此。 [0034] 如果利用戴维南定理对图5c进行等效转换，则得到图5d。在此，电压源Vt是负载开放端电压， [0035] Vt＝(V1+V2)/2 [0036] 如果利用图5b的波形来进行计算，则能够得到图5e的波形。 [0037] 此外，Et是物理量E1、E2的并联值。 [0038] 上述波形只是在非专利文献1的图2中以t1＝1/3T，t2＝1/6T直流偏移的波形。 [0039] 对上述波形进行傅里叶级数展开的结果是： [0040] (2/π){1+sinΘ+(-1/5)sin5Θ+(-1/7)sin7Θ+(1/11)sin11Θ+···} [0041] 三次谐波被抵消。 [0042] 作为物理量使用电阻时，五次谐波仅包含1/5即-14dB，比其更高次的谐波更小。在此，如图5f所示，仅通过使虚线所示的电容CL与负载RL并联来构成一次低通滤波器，例如能够使五次谐波进一步衰减大约-14dB，合计可以得到28dBc程度的载波对噪声比C/N。由此，谐波成分进一步变小。 [0043] 此外，根据需要，可以插入阻止直流成分的电容(未图示)。 [0044] 如图5g所示，作为物理量使用电容，附加电感线圈LL而共振时，五次谐波仅包含1/25＝-28dB还有1/Q。例如Q＝10时，C/N＝48dBc。由此高次谐波进一步变小。 [0045] 如果能够除去这种程度谐波，则有时能够遵守法令或标准并直接通过天线输出。即能够实现图1的电力输出电路。即使在不充分的情况下，大部分情况仅通过将简单的滤波器后置就能够解决，在工业上具有很大优点。 [0046] 此外，根据需要，可以插入阻止直流成分的电容(未图示)。 [0047] 图5a是通过方波组合能够抵消三次谐波而在工业上十分重要的方式。在本实施例中，由于仅使用具有相等的物理量的两个元件、而不使用其他线性动作的元件，所以失真极低。 [0048] 另外，举例说明制作延迟π/3弧度＝60°的开关控制信号的方法，例如预先制作6倍的频率的时钟信号，通过进行6分频，可以分别制作准确的π/3弧度＝60°的相位延迟。或者是制作使三个延迟电路排列成环状的环形振荡器，通过改变输出点，取得输出，由此可以容易制作π/3弧度＝60°的相位差。 [0049] 能够每隔π/4弧度＝45°对开关进行控制。在这种情况下，通过成为0、1、1+0.404、1、0、-1、-1-0.404、-1、0，可以消除傅里叶级数展开时的三次谐波。还准备0.404这样大小的物理量元件，可以通过附加将其叠加的开关控制来应对。同样一般能够通过π/m弧度(m>2)来实现。 [0050] 由于输出振幅由基准电压源Vref唯一确定，所以图5a原则上固定。即，仅载波输出振幅固定的载波能够对应频率调制波、相位调制波、以及由载波的导通/断开产生的电报波。 [0051] 通过将基准电压源Vref置换为对较低频的基带信号进行了DA转换的电压，能够直接生成具有与该电压对应的振幅的高频信号。即能够输出振幅调制波或两侧侧波段调制波。 [0052] 但是，需要使基带的DA转换器或该输出的缓冲放大器进行A级动作，直接输出电力时需要较大的电力，因此效率较低。作为对策，以下说明提高效率的发明。 [0053] 实施例2 [0054] 图6a是本发明第二实施例的电路图。 [0055] 是如下电路：能够将N个物理量元件E1～EN，通过各开关元件S1～SN，切换至基准电源Vref及其基准点GND中的一个，并且将物理量元件的另一端共通连接并进行输出。省略了与图5a相同的说明。 [0056] 首先，假设如下情况：全部物理量元件具有相同的物理量值Eu，N个中的N/2+x个物理量元件E1～EN/2+2x与Vref一侧连接，剩余的N/2-x个物理量元件EN/2+2x+1～EN与GND一侧连接。使用与开关的状态对应的电源，改写为图6b的方式，如果使用戴维南定理转换为图6c的电路，则开放端电压Vt表示为： [0057] Vt＝Vref(N/2+x)/N＝Vref(0.5+x/N) [0058] 此外，等效物理量Et始终是并联N个Eu的值。 [0060] 首先，在上述例子中，高速地将2x个物理量元件E1～E2x在最初的半个周期切换至Vref，在接下来的半个周期切换至GND。剩余的N/2-x个物理量元件E2x+1～EN/2+2x始终与Vref连接，N/2-x个物理量元件EN/2+2x+1～EN始终与GND连接。由此，开放端输出电压Vt可以得到±Vref·x/N的振幅的高频电力输出。按照戴维南定理，将其向负载RL输出。在这种情况下，由于向负载RL输出方波，所以为了构成低通滤波器推荐连接电容CL。 [0061] 另外，如果不是方波状的输出，例如作为个数x，如果依次提供正弦波数字化后的信号，则能够得到任意的正弦波状的高频输出。如果作为x使用在数字域进行了所希望的调制计算的值，则也能够输出任意的调制波。 [0062] 图6d是将图6a～图6c的电路的物理量元件作为电阻时的电路的例子，附加了与负载RL并联而构成低通滤波器的电容CL。上述电路是DA转换器自身，如果将等效物理量Et选择为50Ω，则能够直接与标准的传输通道或测量器连接。还可以使等效物理量Et与75Ω、200Ω、300Ω等的天线的特性阻抗配合。 [0063] 图6d具有电力效率差的缺点。如果简单地进行计算，负载电阻RL，等效物理量Et也与RL相等，施加有Vref的电压时，由于开放端输出最大Vref峰峰值的正弦波，如果连接整合负载，则成为Vref/2峰峰值，对传递到负载的最大输出电力(交流成分)进行有效值换算，能够2 2 得到{(Vref/2)/(2sqrt(2))} /RL＝Vref /32RL。例如Vref＝1V，RL＝50Ω时的输出电力是 0.625mW＝-4dBm。 [0064] 另一方面，无信号输出时，即x＝0时，无论交流输出电力是否为零，直流电流都从Vref向GND流动。由于等效地第一电阻2RL与Vref连接，第二电阻2RL与GND连接，所以消耗了2 Vref/4RL的不必要的静止电力。这实际达到最大输出电力的8倍。 [0065] 使模拟电路LSI化时，为了抑制噪声进入，一般来说采用差动结构。实际上专利文献1和图3所示的电力输出电路也是差动结构。 [0066] 作为在差动结构的情况下克服了图6d的缺点的新的电路提供图6e。 [0067] 首先在图6e中，物理量元件与图6同样为电阻。高速地将与正侧输出O1相连的2x个物理量元件E1～E2x在最初的半个周期切换至Vref，在接下来的半个周期切换至GND。剩余的N-2x个物理量元件E2x+1～EN始终是物理量元件相互连接。同样，使与负侧输出O2相连的2x个物理量元件E1’～E2x’在最初的半个周期切换至GND，在接下来的半个周期切换至Vref。剩余的N/2-x个物理量元件E2x+1’～EN’始终是电阻间相互连接。 [0068] 由此，通过开关元件S2x+1～SN、S2x+1’～SN’连接物理量元件间的部位的电位，全部成为O1和O2的平均值，由于是差动动作，所以其平均值等于Vref和GND的平均值即中点电位Vref’。Vref’＝Vref/2。 [0069] 由于连接电阻间的部位的电位都与中点电位Vref’相等，所以即使如图6f所示将上述部分全部相互连接并与Vref/2的基准电源连接，也是等效的。这是因为连接了同一电位即电位差零之间，根据欧姆定律，上述接线中无电流流动，不论是否具有上述接线，状态都不变化。此外，与图6f的上半部分的正侧连接在Vref和Vref’之间、下半部分的负侧连接在Vref’和GND之间的两个电力输出电路等效。 [0070] 另一方面，在图6e和图6f的电路中，无信号输出时，即x＝0时，交流输出电力是零，当然正负输出端子O1和O2间的电位差是零。因此，由开关元件S2x+1～SN、S2x+1’～SN’连接的各电阻间的电位差是零，上述各电阻间无电流流动，不存在不必要的静止电力消耗。与本申请国际公开文本0022段所示的例子相比，具有能够大幅度改善电力效率的优点。 [0071] 此外，在图6e中，为了便于说明，开关控制以2x为单位，偶数个统一进行。其中，通过将2x置换为y，能够进行y个和N/2-y个的控制，能够以1个单位对y进行控制。即具有能够使个数为一半的优点。在以下的实施例中未逐一进行记载，但是开关控制为2x单位时当然能够进行同样的转换。 [0072] 另外，由于在连接开关元件S2x+1～SN、S2x+1’～SN’之间的部分终究没有电流流动，所以不限于如图6f所示将Vref’端子连接至基准电源Vref/2，开放状态也是等效的。或者附加旁路电容而使其旁路或通过较大电阻连接至基准电源Vref/2也是等效的。 [0073] 此外，在图6d～4f中，分别通过开关元件将一个电阻的一端连接至Vref或GND等，可以将其切换为将多个电阻分别通过其他开关元件连接至Vref或GND或开放。在这种情况下，具有能够减少切换时的贯通电流的优点。 [0074] 图6g是使图6a～图6c的电路的物理量元件为电容时的电路的例子，与负载RL串联插入共振用的电感线圈。从图6c的等效电路可以看出，上述电路是N等级的电压源、由等效电容和电感线圈构成的共振电路和负载TL的电路。例如N＝1024，则与10bit DA转换器等效，能够以大约0.1％的分辨率进行包含正弦波或调制波的任意的模拟输出。此外，其等效电路与E级的相同，能够期待极高效率。 [0075] 根据以上的考察，图6g能够使迄今为止不可能的E级放大器的输出以高效率超多值化。工业上其意义较大，其意义在于不仅在无线通信、在有线通信和DC、AC转换器等广大的领域中能够制作出高效率、低失真的产品。 [0076] 在本申请国际公开文本0020段中对开关元件的导通、断开的个数x进行了说明。实际的开关控制通过以下方式能够容易实现：通过使与x个数对应的根数成为高电平的被称为温度计译码器的公知电路的输出，对上述每半个周期切换的信号进行闸控。此外，例如预先使开关元件的控制端子以1个、2个、4个、8个··整体相连，以x的二进制代码表现，也是对上述每半个周期切换的信号进行闸控的方法。预先将物理量元件的大小制作成与1个、2个并联相当、4个并联相当、8个并联相当，以x的二进制代码表现控制的开关元件对其进行切换也是相同的。可以是上述的组合或其他方法，并不限定于上述示例。 [0077] 实施例3 [0078] 接着，作为本发明的第三实施例，利用图7a对包含调制器的电力输出电路进行说明。图7a作为电路图与图6a大体相同，在开关元件S1～SN的控制方法中具有如下特征。 [0079] 首先，在图7a中，通过高速载波将x个物理量元件Ex+1～E1在最初的半个周期切换至Vref，在接下来的半个周期切换至GND。通过使高速载波延迟π/3弧度＝60°的信号，对其他的x个物理量元件E2x～Ex+1同样地进行切换。剩余的N/2-x个物理量元件E2x+1～EN/2+2x始终与Vref连接，N/2-x个物理量元件EN/2+2x+1～EN与GND连接。 [0080] 由此，开放端输出电压Vt能够得到±Vref·x/N的振幅的高频电力输出。 [0081] 与上述同样，如果对输出的波形进行傅里叶级数展开，则三次谐波相互抵消，包含5次、7次、11次··的谐波，能够得到与在本申请国际公开文本0013段说明的同样的谐波衰减度。作为个数x，如果提供比较低的频率的基带信号，则将上述信号通过高速载波得到振幅调制波(准确地说是两侧波段调制波)。 [0082] 上述电路的特征是兼具调制器的功能的高频电力输出电路。即，将图7a所示的比较低速的数字基带信号作为数字值x输入，以此对设定的个数2x个开关进行高速且交变控制，可以实现能够直接进行天线输出的紧凑的电力输出电路。 [0083] 在此，作为物理量可以采用至少使用电阻的图7d～7e、或使用电容的图7f～7g。但是并不限定于此。此外，采用图7e、7g的电路，并不是将每N-2x个的开关S2x+1～SN和S2x+1’～SN’连接至Vref或Vref’，而是可以通过相互连接来实现第二实施例所示的高效率的电力输出电路。 [0084] 实际上在图7e或图7g的差动型的电路中，如果对本申请国际公开文本0032段所示的开关动作进行详细分析，则能够看出在0～π/3弧度的区间，x个物理量元件Ex+1～E1与Vref连接，其他的x个物理量元件E2x～Ex+1与GND连接。通过将上述期间的开关元件S1～S2X的控制，改变为将物理量元件E2x～E1和E2x’～E1’之间相互连接的方式，非常明显可以在上述期间使在上述物理元件中流动的电流为零。π～4π/3弧度的期间也同样。 [0085] 通过以上述方式具体地进行开关控制，能够进一步实现低消耗电力化。 [0086] 通过在本申请国际公开文本0017段中说明的例如预先制作6倍的频率的时钟信号并进行6分频而得到的具有各π/3弧度＝60°相位延迟的信号，并根据简单的理论，能够制作相关的开关控制信号。或者是可以使用将三个延迟电路排列成环状的环形振荡器。 [0087] 特别是虽然未图示，但是作为开关的控制方法除了上述方法以外，例如，设置在基准电源Vref和GND之间高速进行开关的元件，通过以基带信号比较慢地进行开关的各x个开关元件进行汇总后，与高速进行开关的元件连接。 [0088] 由此，具有能够限定高速动作的开关的优点。 [0089] 如本申请国际公开文本0002段所述，以具有π/2弧度＝90°相位差的高速信号对图2的被称为I、Q的两个信号分别进行调制的方式，被广泛使用。 [0090] 能够通过并联两个本发明的第三实施例的“包含调制器的电力输出电路”而分别对I、Q进行与其匹配的开关控制来实现。另外，由于上述内容是2N个(差动的情况为4N个)的物理元件和开关的串联的集合，因此将两个“包含调制器的电力输出电路”浑然一体地汇集制作，准确地进行各自的个数的开关控制。 [0091] 工业实用性 [0092] 按照本发明，推翻了迄今为止的常识，不使用线性区域内动作的晶体管，可以高效率地构成高次谐波妨碍少的电力输出电路。此外，由于几乎不存在产生失真的要素，所以失真极小。 [0094] 图1是应用本发明的无线发送器的框图的一例。 [0095] 图2是以往的无线发送器的框图的一例。 [0096] 图3是具有以往的预加重功能的有线通信用脉冲输出电路的一例。 [0097] 图4是以往的E级电力放大电路的一例。 [0098] 图5是本发明的第一实施例，同图a是基本电路图，同图b是由开关施加的内部波形，同图c是使用电源的等效电路，同图d是应用戴维南定理的等效电路，同图e是应用戴维南定理的内部波形，同图f是使用电阻的实施例，同图g是使用电容的实施例。 [0099] 图6是本发明的第二实施例，同图a是基本电路图，同图b是使用电源的等效电路，同图c是应用戴维南定理的等效电路，同图d是使用电阻的实施例，同图e是使用电阻的高效率的实施例，同图f是使用电阻的高效率的其他实施例，同图g是使用电容的高效率、可变输出且低电力化的实施例。 [0100] 图7是本发明的第三实施例，同图a是基本电路图，同图b是使用电源的等效电路，同图c是应用戴维南定理的等效电路，同图d是使用电阻的实施例，同图e是使用电阻的高效率的实施例，同图f是使用电阻的高效率的其他实施例，同图g是使用电容的高效率、可变输出且低电力化的实施例。 [0101] 附图标记说明 [0102] E1～EN N个物理量元件 [0103] E1’～EN’ N个物理量元件 [0104] S1～SN N个开关元件 [0105] S1’～SN’ N个开关元件 [0106] Sft 相位器 [0107] Vref、Vref’ 基准电压源 [0108] GND 基准电压(接地) [0109] O1、O2 输出端子 [0110] V1、V2 电压源 [0111] V1、V2 电压源 [0112] Vt 等效电压源 [0113] I1 输入信号 [0114] RL、RL1、RL2 负载电阻 [0115] CL、CL1、CL2 电容 [0116] LL、LL1、LL2 电感线圈 |
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