具有理想IQ组合的切换模式功率放大器

申请号 CN201510726069.7 申请日 2015-10-30 公开(公告)号 CN105577129A 公开(公告)日 2016-05-11
申请人 德州仪器公司; 发明人 吉里什·拉金德郎; 拉凯什·库马尔; 阿洛克·普拉卡什·乔希; 苏巴希什·幕克吉; 克里希纳斯瓦米·程加拉吉安; 阿普·西瓦达斯;
摘要 本 发明 涉及具有理想IQ组合的切换模式功率 放大器 。一种I转换器(502)基于接收的I数据输出I符号数据及I量值数据。一种Q转换器(504)基于接收的Q数据输出Q符号数据及Q量值数据。一种I时钟(404)基于所述I符号数据产生I相。一种Q时钟(406)基于所述Q符号数据产生Q相。一种I 调制器 (514)基于所述I量值数据产生I量值脉冲流。一种Q调制器(516)基于所述Q量值数据产生Q量值脉冲流。一种数字逻辑组件(518)基于所述I相、所述I量值脉冲流、所述Q相及所述Q量值脉冲流产生输出 信号 。一种 功率放大器 (526)基于所述 输出信号 产生放大信号。
权利要求

1.一种电路,其包括:
经布置以接收I数据、基于所接收的I数据输出I符号数据、且基于所述所接收的I数据输出I量值数据的I转换器;
经布置以接收Q数据、基于所接收的Q数据输出Q符号数据、且基于所述所接收的Q数据输出Q量值数据的Q转换器;
可操作以基于所述I符号数据产生I相的I时钟,所述I相具有I工作循环;
可操作以基于所述Q符号数据产生Q相的Q时钟,所述Q相具有Q工作循环;
可操作以基于所述I量值数据产生I量值脉冲流的I调制器
可操作以基于所述Q量值数据产生Q量值脉冲流的Q调制器;
可操作以基于所述I相、所述I量值脉冲流、所述Q相及所述Q量值脉冲流产生输出信号的数字逻辑组件;以及
可操作以基于所述输出信号产生放大信号的功率放大器
2.根据权利要求1所述的电路,
其中所述数字逻辑组件包括I“与”、Q“与”门及“或”门,
其中所述I“与”门可操作以基于所述I符号数据及所述I量值脉冲流的布尔“与”运算产生I输出,
其中所述Q“与”门可操作以基于所述Q符号数据及所述Q量值脉冲流的布尔“与”运算产生Q输出,以及
其中所述“或”门可操作以基于所述I输出及所述Q输出的布尔“或”运算产生输出信号。
3.根据权利要求2所述的电路,其中25%≥I工作循环>0%。
4.根据权利要求3所述的电路,其中所述I调制器包括ΔΣ调制器。
5.根据权利要求2所述的电路,其中所述I调制器包括ΔΣ调制器。
6.根据权利要求1所述的电路,其中所述I调制器包括ΔΣ调制器。
7.根据权利要求1所述的电路,其中所述数字逻辑组件包括I“异或”门、Q“异或”门及“或”门。
8.根据权利要求7所述的电路,其中100%>I工作循环≥50%。
9.根据权利要求8所述的电路,其中所述I调制器包括ΔΣ调制器。
10.根据权利要求7所述的电路,其中所述I调制器包括ΔΣ调制器。
11.一种方法,其包括:
经由I转换器接收I数据;
基于所接收的I数据经由所述I转换器输出I符号数据;
基于所述所接收的I数据经由所述I转换器输出I量值数据;
经由Q转换器接收Q数据;
基于所接收的Q数据经由所述Q转换器输出Q符号数据;
基于所述所接收的Q数据经由所述Q转换器输出Q量值数据;
基于所述I符号数据经由I时钟产生I相,所述I相具有I工作循环;
基于所述Q符号数据经由Q时钟产生Q相,所述Q相具有Q工作循环;
基于所述I量值数据经由I调制器产生I量值脉冲流;
基于所述Q量值数据经由Q调制器产生Q量值脉冲流;
基于所述I相、所述I量值脉冲流、所述Q相及所述Q量值脉冲流经由数字逻辑组件产生输出信号;以及
基于所述输出信号经由功率放大器产生放大信号。
12.根据权利要求11所述的方法,其中所述经由数字逻辑组件产生输出信号包括:
基于所述I符号数据及所述I量值脉冲流的布尔“与”运算经由I“与”门产生I输出;
基于所述Q符号数据及所述Q量值脉冲流的布尔“与”运算经由Q“与”门产生Q输出;
以及
基于所述I输出及所述Q输出的布尔“或”运算经由“或”门产生输出信号。
13.根据权利要求12所述的方法,其中25%≥I工作循环>0%。
14.根据权利要求13所述的方法,其中所述产生I量值脉冲流包括经由ΔΣ调制器产生所述I量值脉冲流。
15.根据权利要求12所述的方法,其中所述产生I量值脉冲流包括经由ΔΣ调制器产生所述I量值脉冲流。
16.根据权利要求11所述的方法,其中所述产生I量值脉冲流包括经由ΔΣ调制器产生所述I量值脉冲流。
17.根据权利要求11所述的方法,其中所述经由数字逻辑组件产生输出信号包括经由I“异或”门、Q“异或”门及“或”门产生所述输出信号。
18.根据权利要求17所述的方法,其中100%>I工作循环≥50%。
19.根据权利要求18所述的方法,其中所述产生I量值脉冲流包括经由ΔΣ调制器产生所述I量值脉冲流。
20.一种具有可操作以接收I数据的I数据接收组件、可操作以接收Q数据的Q数据接收组件、数字逻辑组件及功率放大器的电路,其中改进包括:
所述数字逻辑组件可操作以将输出信号输出到所述功率放大器,所述输出信号基于所述所接收的I数据的非极性转换及所述所接收的Q数据的非极性转换。

说明书全文

具有理想IQ组合的切换模式功率放大器

技术领域

[0001] 本发明大体上涉及功率放大器,且更特定来说涉及具有切换模式功率放大器的无线发射器结构。

背景技术

[0002] 由于无线装置的发展,无线应用已迅速成长成为重要市场。低成本互补金属化物半导体(CMOS)技术的发展已使其成为无线应用中的射频(RF)收发器的自然选择。其进展已使集成基带及其它功能成为可能。CMOS技术将成为完全集成在单一裸片上从而减小封装形态因数及其成本的最可行解决方案。另外,由于其成熟的工艺技术以及高集成度,CMOS技术提供良好的热特性及低成本优势。在功率放大器(PA)中,性能问题为输出功率、效率、线性、收益及可靠性。在例如全球移动通信系统(GSM)的恒定包络系统中,对高效性能的需要已优先于延长电池寿命。为了高效操作,非线性切换PA由于其高DC到RF转换效率而为有吸引的。高效率改善射频(RF)收发器的操作时间及可靠性,且成为用于无线应用的PA的最重要要求中的一者。
[0003] 在GSM应用中对非线性切换CMOS PA的高效率的使用部分依赖于发射器仅传播相内容,即,不存在待传播的幅度内容。切换PA有效率是因为它们在输出处通常仅驱动两种状态(尽管多级切换切换PA也存在),所述两种状态代表零或完全供应电压(VDD)。然而,高度希望此类PA可有效地使用于相及幅度内容都存在的模拟同相及正交(I及Q)输入数据。目前,存在用于设计这些应用的一些技术,这些技术通常涉及将I及Q相及幅度数据组合成可直接调制切换模式PA的数据流的不同方法。然而,这些技术具有缺点。待描述的一种此类方法涉及通过首先将IQ数据转换成极性数据且接着将所述极性数据转换成单一位ΔΣ流来将幅度及相内容改变成单一数据流。使用图1解释所述操作。
[0004] 图1展示用于转换模拟IQ数据以调制CMOS切换PA的常规系统100。
[0005] 系统100包含转换器102、ΔΣ调制器104、极性幅度组件106、功率组件107、极性相组件108及PA 110。
[0006] 如图中展示,转换器102经布置以在线112及线114上接收且在线116、线117及线118上输出。ΔΣ调制器104经布置以连接于经由线118的极性转换器102与经由线120的极性幅度组件106之间。极性幅度组件106接着经由线124连接到PA 110。极性相组件108经布置以经由线116及线117连接到转换器102且经由线122连接到PA 110。功率控制组件107经由线121与极性幅度组件106界面连接。PA 110在线126上输出信号
[0007] 转换器102提供将笛卡尔(Cartesian)数据转换为极性数据所必要的采样及滤波功能。ΔΣ调制器104将模拟极性幅度数据数字化成单一位流。极性幅度组件106将位流转换成信号以用于调制PA 110的供应电压,极性相组件108提供经数字化数据的数字化及转换以驱动PA 110。
[0008] 在操作中,转换器102将呈笛卡尔x、y坐标形式的模拟I及Q转换到作为r(幅度)及θ(度)的极坐标形式。由ΔΣ调制器104使用ΔΣ转换将出现在线118上的幅度信息数字化。极性幅度组件106接着调节所产生的且出现在线120上的数据流,且线124上的输出通过改变PA 110处的DC偏压或通过直接改变供应电压来调制到PA 110的供应。因此使用到功率放大器PA 110的供应电压编码幅度信息。极性相(角)信息呈现为线116上的θ信号。极性相组件122接着数字化及调节这些信号以驱动功率放大器PA
110。因此,通过使用笛卡尔到极性转换结合ΔΣ调制,与CMOS切换模式PA一起使用含有幅度及相信息的模拟I及Q幅度信息。
[0009] 然而,此系统具有一些固有问题。一个问题是由于IQ数据到极性转换过程而发-1生。由于此转换过程的笛卡尔到极性相角部分为非线性(极角=tan (y/x)),此过程明显加宽由输出信号占用的带宽。此导致对大得多的信道宽度的需求,或可导致邻近信道性能问题。另一问题为由于供应电压带宽低,性能被限制。因此,虽然可支持例如蓝牙的较低带宽数据应用,但不可支持例如WiFi的高带宽数据应用。
[0010] 在奥瑞那E.丽泽(Oren E.Eliezer)的美国专利7460612“用于全数字正交调制器的方法及设备(Method and apparatus for a fully digital quadrature modulator)”中描述用以转换模拟IQ数据以调制CMOS切换PA的第二常规系统及方法。此系统及方法通过使用应用到切换阵列的11位I及Q控制字来组合I及Q数据,所述切换阵列驱动在代表I+Q、I-Q、-(I-Q)及-(I+Q)的四个电平处操作的多级PA。
[0011] 第一个问题是实施方案需要使用多级PA,即使使用单级独立实现I及Q也是如此。第二个问题是I到Q泄漏表现为数据败坏。所述泄漏归因于对于可能的大数据量值偏移,可用的PA稳定时间不足,所述偏移可大到在1/4本机振荡器(LO)周期中从零到(I+Q)。
[0012] 需要的是用于组合模拟I及Q输入中的信息以实现不受限于第一实例常规系统的大带宽要求及相调制驱动性能限制且不具有第二实例常规系统的多级PA要求或I到Q泄漏驱动数据败坏问题的高效CMOS切换PA的系统及方法。

发明内容

[0013] 本发明提供用于组合I与Q模拟输入以实现不受限于常规系统的大带宽要求、相调制驱动性能限制及I到Q泄漏及数据败坏问题的高效CMOS切换PA的新型系统及方法。
[0014] 本发明的方面针对设置转换器以将模拟数据流I及Q转换成分离量值及符号数据;设置本机振荡器(LO)以产生具有周期T的时钟;设置脉冲产生器以基于符号数据提供用以选通幅度数据的脉冲;设置ΔΣ调制器以基于模拟量值数据产生位流;设置数字逻辑以输出代表经组合的I及Q数据且从具有确定LO循环中的位置的符号信息的选通的量值数据导出的单一数据流;设置PA以基于所述输出信号产生放大信号,使得Q数据与I数据异相。
[0015] 本发明的其它方面针对使用替代本机振荡器工作循环及相来代表I及Q量值及符号的额外实施例
[0016] 本发明的额外优势及新型特征部分地陈述于以下描述中,且部分地将在检查下文后对所属领域的技术人员来说显而易见或通过实践本发明可学习到。可通过在所附权利要求书中特定指出的手段及组合实现及达到本发明的优势。附图说明
[0017] 并入到本说明书中且形成本说明书的一部分的附随图式说明本发明的示范性实施例,且附随图式与描述一起用以解释本发明的原理。在图式中:
[0018] 图1展示用以组合模拟I及Q数据以用于调制CMOS切换PA的第一常规系统及方法;
[0019] 图2为根据本发明的方面的说明将I及Q数据转换到符号及量值的基础的总图;
[0020] 图3为说明I及Q的量值及符号的八种可能状态的图;
[0021] 图4说明根据本发明的方面的系统的相选择部分;
[0022] 图5展示根据本发明的方面所设置的系统;
[0023] 图6说明根据本发明的方面的代表八种可能IQ状态且已产生的波形;以及[0024] 图7为相选择器的又一实例实施例。

具体实施方式

[0025] 本发明的第一方面针对设置转换器以将IQ信号转换为I量值、I符号、Q量值及Q符号。
[0026] 本发明的第二方面针对设置LO以提供具有周期T的时钟、设置I脉冲产生器及Q脉冲产生器以产生LO时钟的特定工作循环的四个脉冲(所述脉冲的开始时间相隔T/4)且设置I相选择器及Q相选择器以基于所述脉冲产生器输出及所述I符号及Q符号提供选通脉冲。
[0027] 本发明的第三方面针对设置布尔逻辑以基于所述相选择器输出将IQ幅度数据选通为组成LO循环的四个T/4时隙且将幅度数据组合成单一位流。
[0028] 本发明的第四方面针对设置高效CMOS切换模式PA以放大单一位流且设置匹配及滤波网络以匹配网络负载及滤波带外噪声。
[0029] 将展示根据本发明的方面的系统及方法如何通过将模拟IQ相及幅度数据组合成单一位流来提供高效PA解决方案。单一位流允许使用简单的单级PA。还将进一步解释此类系统及方法比常规系统及方法具有显著优势,由于其避免常规系统及方法中固有的带宽加宽、可变PA响应性能限制、多级PA要求及I到Q泄漏数据败坏问题。
[0030] 上文描述的本发明的第一方面涉及IQ数据转换概念,将参考图2解释IQ数据转换概念。
[0031] 图2展示根据本发明的方面的说明将IQ数据转换为符号及量值的基础的图200。
[0032] 如图中展示,图200包含波形202、波形204、波形206及转换器208。转换器208可操作以对其模拟输入执行ΔΣ调制,从而在其输出处产生数字脉冲。
[0033] 波形202为待根据本发明的方面处理的I或Q信号的实例波形。波形202具有在零量值之上的部分及之下的部分两者且所以含有符号及量值两者。在零之上时,符号被认为为正,且在零之下时,符号被认为为负。在根据本发明的操作中,波形202被分离成符号部分及量值部分。由波形204说明符号,其中只要波形202保持在零之上符号就为1,且只要波形202保持在零之下符号就为-1。可通过若干可能常规方法实现信号提取,其非限制实例包含使用IQ信号以驱动两个位置切换,所述两个位置代表正及负。由波形206说明量值,其展示不管符号如何,量值总为零或正。可通过若干常规方法中的一者实现量值提取,举例来说,使用全波整流。波形204可被认为“数字化”,由于其已为在两种状态之间改变的波形。然而,波形206仍含有模拟变化且所以需要由转换器208(如说明)执行的数字化。在操作中,转换器208为将模拟量值信号转换为1位数字数据流的1位ΔΣ调制器。替代地,202也可为数据位的数字流。
[0034] 图3为说明I及Q的量值及符号的八种可能状态的极坐标图(图300)。
[0035] 如图中展示,图300包含x轴302、y轴304、向量306、向量308、向量310、向量312、向量314、向量316、向量318及向量320。
[0036] X轴302代表I量值且Y轴304代表Q幅度。
[0037] 图300的向量为展示于星座图上的I及Q的八种可能状态组合。顺时针移动,图300分别展示具有极角0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°及315°的八个向量306、308、310、312、314、316、318及320。向量306代表状态I=0、Q=1,其中幅度为v。
向量308代表状态I=1、Q=1,其中幅度为v√2。向量310代表状态I=1、Q=0,其中幅度为v。向量312代表状态I=1、Q=-1,其中幅度为v√2。向量314代表状态I=0、Q=-1,其中幅度为v。向量316代表状态I=-1、Q=-1,其中幅度为v√2。向量
318代表状态I=-1、Q=0,其中幅度为v。向量320代表状态I=-1、Q=1,其中幅度为v√2。
[0038] 图4展示系统400,其说明根据本发明的方面的系统的相选择部分。
[0039] 图4包含LO时钟402、脉冲产生器404、脉冲产生器406、相选择器408及相选择器410。
[0040] LO时钟402经布置以输出时钟信号412到脉冲产生器404与脉冲产生器406两者。LO脉冲产生器404经布置以输出信号414及信号416到相选择器408。LO脉冲产生器406经布置以输出信号418及信号420到相选择器410。相选择器408经布置以输入I符号信号424且输出信号424,而相选择器410经布置以输入Q符号信号422且输出信号428。替代地,块404及406可由分频器取代,分频器的输入时钟为LO频率的两倍且以LO频率输出在414、416、418与420之间具有如上文所描述的相关系的四种相。
[0041] LO时钟402产生具有周期T的数字时钟。LO脉冲产生器404提供具有宽度T/4的脉冲。LO脉冲产生器406也提供具有宽度T/4的脉冲。相选择器408基于其选择输入提供A/B多路复用功能。相选择器410也基于其选择输入提供A/B多路复用功能。
[0042] 在操作中,系统400的主要功能是提供最终将取决于数据是I、Q、正符号、负符号还是零而允许幅度数据出现在本机振荡器时钟循环的不同部分处的选通脉冲。以此方式,将图3的八种可能状态编码到单一数据流中。
[0043] LO时钟412提供相同时钟(时钟信号412)到LO脉冲产生器404与406两者。根据时钟信号412,脉冲产生器404接着产生0°脉冲(信号414),即,占用LO循环的第一
1/4波周期的1/4波宽脉冲。脉冲产生器404还产生180°脉冲(信号416),即,占用LO循环的第三1/4波周期的1/4波宽脉冲。类似地,脉冲产生器406接着产生90°脉冲(信号
418),即,占用LO循环的第二1/4波周期的1/4波宽脉冲,以及180°脉冲(信号420),即,占用LO循环的第四及最后1/4波的1/4波宽脉冲。取决于出现在相选择器408的“选择”输入处的I符号(信号422)的状态,0°脉冲或180°脉冲将出现在输出(信号424)处。
类似地,取决于出现在相选择器410的“选择”输入处的Q符号(信号426)的状态,90°脉冲或270°脉冲将出现在输出(信号426)处。信号424及信号426因此提供允许IQ幅度数据被多路复用成T/4宽时隙以形成单一数据流的选通脉冲。现在使用图进行描述。
[0044] 图5展示系统500,它是根据本发明的方面设置的系统。
[0045] 如图中展示,系统500包含转换器502、转换器504、LO脉冲产生器404、LO脉冲产生器406、相选择器408、相选择器410、ΔΣ调制器514、ΔΣ调制器516、逻辑组件518、PA 526、匹配及滤波组件528、负载530及接地531。逻辑组件518包含“与”门520、“与”门522及“或”门524。
[0046] 在此实例中,转换器502、转换器504、LO脉冲产生器404、LO脉冲产生器406、相选择器408、相选择器410、ΔΣ调制器514、ΔΣ调制器516、逻辑组件518、PA 526、匹配及滤波组件528、“与”门520、“与”门522及“或”门524为不同组件。然而,在其它实例中,转换器502、转换器504、LO脉冲产生器404、LO脉冲产生器406、相选择器408、相选择器410、ΔΣ调制器514、ΔΣ调制器516、逻辑组件518、PA 526、匹配及滤波组件528、“与”门520、“与”门522及“或”门524中的至少两者可被组合为统一组件。此外,在一些实例中,转换器502、转换器504、LO脉冲产生器404、LO脉冲产生器406、相选择器408、相选择器410、ΔΣ调制器514、ΔΣ调制器516、逻辑组件518、PA 526、匹配及滤波组件528、“与”门520、“与”门522及“或”门524中的至少一者可被实施为用于载运计算机可执行指令或数据结构或存储有计算机可执行指令或数据结构的非瞬态有形计算机可读媒体。此类非瞬态有形计算机可读媒体可为可由通用或专用计算机存取的任何可用媒体。非瞬态有形计算机可读媒体的非限制实例包含物理存储装置及/或存储器媒体,例如RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置或可用以以计算机可执行指令或数据结构的形式载运或存储想要的程序代码装置且可由通用或专用计算机存取的任何其它媒体。
当越过网络或另一通信连接(硬连线及/或无线,或硬连线或无线的组合)向计算机传送或提供信息时,计算机适当地将所述连接视为非瞬态有形计算机可读媒体计算机媒体。因此,任何此类连接被适当地称为非瞬态有形计算机可读媒体。上文的组合还应包含于非瞬态有形计算机可读媒体的范围内。
[0047] 转换器502被布置于线532、线422与线536之间。转换器504被布置于线538、线426与线542之间。相选择器408经布置以输入信号414、416及422且输出信号424。ΔΣ调制器514在线536上输入信号且在线546上输出信号。相选择器410经布置以输入信号418、420及426且输出信号428。ΔΣ调制器516在线542上输入信号且在线550上输出信号。“与”门520输入来自相选择器408的信号424、输入线546上的来自ΔΣ调制器514的信号,且在线552上输出。“与”门522输入来自相选择器410的信号428、输入线550上的来自ΔΣ调制器516的信号,且在线上554输出。“或”门524经布置以经由线
552及线554输入信号且经由线556输出到PA 526。PA 526在线558上输出到匹配及滤波组件528。负载530被布置于来自匹配组件528的线560与接地531之间。匹配及滤波组件528被布置于PA 526与负载530之间。
[0048] 转换器502及转换器504各自将模/数笛卡尔数据信号转换成符号及量值数据信号。LO脉冲产生器404、LO脉冲产生器406、相选择器408、相选择器410可如上文参考图4所描述地操作。ΔΣ调制器514及ΔΣ调制器516执行1位ΔΣ数字化。“与”门520及“与”门522执行布尔“与”函数,而“或”门524提供布尔“或”函数。PA 526基于其输入提供放大RF信号。
[0049] 在操作中,分别由转换器502及转换器504将模拟I及Q数据分裂成符号及量值部分,如图2所解释。LO脉冲产生器404、LO脉冲产生器406、相选择器408、相选择器410提供选通脉冲,如上文参考图4所描述。由ΔΣ调制器514将线536上的作为模拟信号的I量值信号转换为数字流。类似地,由ΔΣ调制器516将线542上的Q量值信号转换为数字流。
[0050] 如果I符号为正,“与”门520就使用如图4描述所产生的信号424的选通脉冲将出现在线546上的I数字幅度数据置于LO循环的第一(0°)1/4周期部分中,或如果I符号为负,“与”门520就使用如图4描述所产生的信号424的选通脉冲将出现在线546上的I数字幅度数据置于LO循环的第三(180°)1/4周期部分中。类似地,如果Q符号为正,“与”门522使用信号428的选通脉冲将出现在线550上的Q数字幅度数据置于LO循环的第二(90°)1/4周期部分中,或如果Q符号为负,“与”门522使用信号428的选通脉冲将出现在线550上的Q数字幅度数据置于LO循环的第四(270°)1/4周期部分中。接着使用“或”门524组合“与”门520及“与”门522的输出。因此,在线556上存在到功率放大器PA 526的单一数据流,所述数据流编码I符号、I量值、Q符号及Q量值信息。下文在图6中进一步说明如果I及Q符号及量值出现在线556上则代表八种可能状态且被递送到PA
526的波形。接着由匹配及滤波组件528将PA 526的输出阻抗匹配到网络及负载530。匹配及滤波组件528还滤除由ΔΣ转换过程产生的量化噪声。
[0051] 图6为时序图600,其说明代表图3中展示的八种状态且根据如图5所描述的本发明的方面产生的波形。
[0052] 如图中展示,时序图600包含线602、线603、波形604、波形606、波形608、波形610、波形612、波形614、波形616及波形618。
[0053] 线602为原点。线603为第一LO循环的结束及新循环的开始。波形604代表状态I=+1、Q=0;波形606代表状态I=-1、Q=0;波形608代表状态I=0、Q=+1;波形610代表状态I=0、Q=-1;波形612代表状态I=+1、Q=+1;波形614代表状态I=-1、Q=+1;波形616代表状态I=+1、Q=-1;且波形618代表状态I=-1、Q=-1。
[0054] 如说明,每一波形散布跨越LO频率的四个连续1/4循环(T/4)。由于八种可能IQ状态中的每一者为唯一的,所以八种波形中的每一者也为唯一的。在上文使用图3到图5描述的方法中,由这些波形的级联实例构成的数据流组合存在于作为供CMOS切换模式PA放大的单一位数据流输入到所述系统的模拟I及Q数据中的所有I及Q符号及幅度信息。
[0055] 参考图4到5描述的实例实施例使用多路复用器及25%工作循环(1/4周期)LO脉冲的产生以用于基于符号的相选择。针对此实施例的LO时钟周期内的四个1/4周期时隙的幅度数据的次序为:I符号正、Q符号正、I符号负、Q符号负。此不希望为限制的,因为还可使用其它实施例通过基于符号将幅度数据分配到LO时钟循环的部分中来将模拟IQ数据组合成单一位流。例如,另一实例实施例可使用75%(3/4波)LO脉冲的产生,且LO时钟周期内的幅度数据的次序可能为不同的。使用图描述此情况。
[0056] 图7展示系统700,其为使用75%LO工作循环的产生的实例实施例。
[0057] 系统700包含LO时钟402、脉冲产生器704、脉冲产生器706、相选择器708及相选择器710。相选择器708包含“异或”门712及“异或”门714及“与”门716。相选择器710包含“异或”门718及“异或”门720及“与”门722。
[0058] 在此实例中,LO时钟402、脉冲产生器704、脉冲产生器706、相选择器708、相选择器710、“异或”门712及“异或”门714、“与”门716、“异或”门718及“异或”门720、“与”门722为不同组件。然而,在其它实例中,LO时钟402、脉冲产生器704、脉冲产生器706、相选择器708、相选择器710、“异或”门712及“异或”门714、“与”门716、“异或”门718及“异或”门720、“与”门722中的至少两者可被组合为统一组件。此外,在一些实例中,LO时钟402、脉冲产生器704、脉冲产生器706、相选择器708、相选择器710、“异或”门712及“异或”门714、“与”门716、“异或”门718及“异或”门720、“与”门722中的至少一者可被实施为用于载运存储于非瞬态有形计算机可读媒体上的计算机可执行指令或数据结构或具有所述计算机可执行指令或数据结构的非瞬态有形计算机可读媒体。
[0059] LO时钟402经布置以在线412上输出信号到脉冲产生器704及脉冲产生器706两者。脉冲产生器704经布置以在线724及线726上输出信号。脉冲产生器706经布置以在线728及线730上输出信号。“异或”门712经布置以在线422及线724上输入信号且在线732上输出信号到“与”门716。“异或”门714经布置以在线723及线726上输入信号且在线734上输出信号到“与”门716。“异或”门718经布置以在线725及线728上输入信号且在线736上输出信号到“与”门722。“异或”门720经布置以在线426及线730上输入信号且在线738上输出信号到“与”门722。“与”门716经布置以在线732及线734上输入信号且在线740上输出信号。“与”门722经布置以在线736及线738上输入信号且在线742上输出信号。
[0060] LO时钟402产生具有周期T的数字时钟。LO脉冲产生器704产生宽度3T/4的75%工作循环脉冲。脉冲产生器706也产生宽度3T/4的75%工作循环脉冲。相选择器708及相选择器710都基于符号产生选通脉冲。“异或”门712及“异或”门714都提供布尔“异或”函数。“与”门716提供布尔“与”函数。“异或”门718及“异或”门720都提供布尔“异或”函数。“与”门722提供布尔“与”函数。
[0061] 在操作中,尽管为不同实施例,但系统700执行与系统400相似的功能,其中I及Q的幅度数据被置于LO时钟循环内的单独1/4波周期中。与图4的系统400相比,系统700使用脉冲产生器(704及706)以产生宽度为3T/4(循环的75%)且时间上相隔T/4(1/4循环)(即,在相位置0°、90°、180°及270°处开始)的脉冲。另一方面,图4的系统400使用产生宽度为T/4的脉冲的脉冲产生器。其它差异在于系统700的相选择器(708及710)运用“异或”逻辑门及“与”逻辑门产生选通脉冲而不是图4的系统400中所使用的多路复用器。此导致选通幅度数据的不同次序。例如,虽然系统400针对I符号正、Q符号正、I符号负、Q符号负的选通脉冲分别被指派到第一、第二、第三及第四1/4循环时隙,如上文对于图4所解释,但是系统700针对I符号正、Q符号正、I符号负、Q符号负的选通脉冲分别被指派到第四、第一、第二及第三1/4周期时隙。然而,针对根据本发明的方面的操作,只要I及Q的幅度数据被取决于符号置于LO时钟循环内的分离1/4波周期中,次序就不重要。
[0062] 已描述根据本发明的方面的系统及方法如何能够通过将模拟IQ信号编码成用于放大的单一位流来实现切换模式CMOS PA的高效性质。已解释如何通过初始地将模拟IQ信号转换成数字I及Q符号及数字I及Q幅度数据且接着使用符号信息关于本机振荡器的循环在时间上布置及排序幅度信息来产生代表模拟IQ信息的所有所需性质的单一位流。
[0063] 还已描述一种常规系统及方法易于具有带宽加宽及归因于PA响应的变化的性能限制问题。针对根据本发明的方面的系统及方法,由于未运用笛卡尔到极坐标转换过程,消除了带宽加宽问题。此外,归因于PA响应的变化的性能限制也被消除,这是由于PA供应电压不涉及数据编码及供应偏压的变化不会引起PA切换时间的变化。还已描述另一常规系统及方法具有以下问题:其针对操作需要更复杂的多级功率放大器且易于具有与I到Q泄漏相关的数据败坏问题,所述败坏是归因于IQ组合是在后接后PA滤波网络的PA输出处执行,这种布置不能实现低稳定时间。然而,针对根据本发明的方面的系统及方法,不需要多级PA。由于IQ组合是在PA的输入处执行的快速数字处理,因此归因于I到Q泄漏的数据败坏也不成问题。
[0064] 根据本发明的方面的系统及方法因此具有与现有技术不同且显著的优势,所述优势是消除了与用以编码模拟IQ信息以与高效CMOS切换模式PA一起使用的常规系统及方法相关联的许多性能问题及复杂实施方案问题。
[0065] 已提出本发明的各种优选实施例的前述描述以用于说明及描述的目的。不希望其为详尽的且不希望将本发明限制到所揭示的精确形式,且鉴于上文教示,很明显许多修改及变体为可能的。选择及描述如上文描述的实例实施例以便最佳解释本发明及其实践应用的原理,借此使所属领域的其它技术人员能在各种实施例中且用适合于所预期的特定用途的各种修改最佳地利用本发明。希望由所附的权利要求书定义本发明的范围。
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