[0001] 本发明一般涉及无线电设备领域，且更具体地涉及无线电设备的直接数字射频调制器。

[0002] 无线电发射机是无线系统的重要部分。由于CMOS技术的快速改进，模拟射频(RF)发射机现在可与复杂基带处理器一起集成到CMOS中。然而，对模拟RF设计很重要的CMOS晶体管的参数(如输出阻抗、电源对阈值比或本征增益)通常随CMOS技术节点的进步而变差。此外，现代通信方案对无线电发射机施加强硬要求。在RF工作的发射机必须组合强制要求(如RF带宽、线性度、以及带外噪声)，同时维持高效率。结果，模拟RF发射机从一个技术节点迁移到另一节点是复杂的且因而很慢且昂贵。因而，发射机需要具有尽可能小的模拟电路系统。另外，对无线电发射机而言，随CMOS技术的进步而能够容易地伸缩是合乎需要的。

[0003] 为了解决模拟RF发射机的问题，采用了新的一族RF发射机，包括直接数字RF调制器(DDRM)的数字发射机。数字发射机以数字电路系统为主导特征，数字电路系统更好地适于高级CMOS技术且随各CMOS技术节点伸缩得更好。与它们的模拟对应物相反，数字发射机的性能随CMOS技术的伸缩而内在地改进。

[0004] 在实际实现中，DDRM包括按可与DAC矩阵相比的矩阵布局的单位放大器单元，如图1所示。数字数据流D和各本地振荡器相位LO两者必须被路由到矩阵中的所有单位放大器单元。由于单位单元的很大数量和LO开关的大小，本地振荡器(LO)路径的负载是很大的。实际上，DDRM的总功耗的主贡献者是LO信号到各DDRM单位放大器单元的分布。确实，因为这些单元必须向天线提供功率，所以每一单元中对应的开关晶体管相对很大且到DDRM单元的路由相对很长。与LO到各单元的分布相关的功率因而是相当可观的。

[0005] 第一数字发射机基于极性架构，其中调相LO被馈送到多个DDRM单位且振幅调制通过启用或禁用(打开或关闭)这些DDRM单位放大器并随后将它们的输出功率组合以形成经调整的RF模拟信号来执行。后来，包括用于调制具有相应LO相位的同相(I)和正交(Q)信号的两个这样的数字振幅调制器的笛卡尔DDRM架构也被采用在数字发射机中。这两个数字振幅调制器的输出在馈送到天线以供传输之前被求和。

[0006] 为了获得高效率，DDRM单位放大器的设计通常从开关放大器架构开始，如逆D类放大器。在实践中，理想开关行为实际上只在全输出功率时为真。为了执行调制，开关放大器的大开关被拆分成多个(N个)小单位。实际上，为了以此方式达成调制，非理想开关的串联电阻必须被考虑。在数字调制器中，具有小串联电阻的大开关实际上被构建成具有较大串联电阻(由于每一开关的较小器件大小)的多个小开关的并联组合。在全功率时，所有开关并联打开，从而造成小电阻。明显地，该系统目标是使N个开关的总电阻尽可能小。

[0007] 将大开关放大器拆分成数字调制器中的多个较小开关类似于创建数字可调谐电阻器。在实践中，上述数字发射机包含并联的可被打开或关闭的多个小电阻器，如图1所示。如果单个开关晶体管的电阻是Ri，则在所有N个晶体管开关被打开时，以全功率获得最小电阻Rmin＝Ri/N。对于给定负载阻抗Zload和给定供电电压Vdd，这一数字发射机的负载阻抗上的输出摆幅Vout通过给定Zload和经调制(开关)电阻之间的比率来确定。这是由下式给出的高度非线性关系：

[0008]

[0009] 其中n是确定活动单位的数量的基带码。这一非线性关系需要所传送的信号的大量的预失真。同一非线性关系也在基于笛卡尔的DDRM实现中观察到。对应的互补数字处理造成固有面积增加，且更重要地，造成功率惩罚。

[0010] 与该非线性行为相关的更大问题是有效分辨率的损失。这在图2中示出。在给定示例中，输出摆幅的80％是只根据数字基带码的20％生成的。虽然预失真会映射输入码，使得响应被线性化，但在全输出范围上有效地使用的代码的数量被降低，并且因此有效分辨率被降低。在输出摆幅的最低(80％)范围中尤其如此，其中分辨率实际上是最需要的，因为现代通信方案通常以高PAPR(峰值平均功率比)为特征。有效分辨率的降低是数字发射机的主要缺点，其目标是频带量化噪声的非常低的输出。

[0011] 显然，存在对避免或克服这些缺陷的需求。

[0012] 本发明的各实施例的目标是提供克服传统设计的缺点的直接数字射频调制器。

[0013] 上述目标通过根据本发明的解决方案来实现。

[0014] 在第一方面，本发明涉及一种直接数字射频调制器，包括：

[0015] 安排成被馈送有多位数字信号的多个输入端；多个转换器电路，每一转换器电路被安排成在输入端处接收多位数字信号的一个位并根据所述一个位在转换器电路输出端处输出模拟信号。每一转换器电路包括安排成接收所述一个位以使转换器电路能够产生模拟信号的输入晶体管、电流源晶体管、以及连接到每一转换器电路的输出端的用于提供模拟输出信号的调频器输出端，其特征在于转换器电路还包括与电流源晶体管共源共栅的附加晶体管。

[0016] 所提出的解决方案确实允许实现直接数字射频调制器的高效性能。由于它是基于电流源的这一事实，确立了更好的线性行为。共源共栅的附加晶体管确保输出阻抗变化与负载阻抗相比保持很小。共源共栅的晶体管极大地增加了输出阻抗。

[0017] 在一个实施例中，直接数字射频调制器包括安排成将由每一相应转换器电路产生的所述模拟信号相加以形成调频器输出端处的模拟输出信号的电路。

[0018] 在一些实施例中，多位数字信号是经调制射频多位数字信号。经调制射频多位数字信号可以是经调制I/Q数据信号或经调制极性数据信号。

[0019] 在其他实施例中，每一相应转换器电路中的电流源晶体管被配置成接收偏置电压。该偏置电压可以是可调整的。

[0020] 在另一实施例中，附加晶体管是厚氧化层晶体管。

[0021] 本公开也涉及前端无线电系统，该前端无线电系统包括：根据本发明的直接数字射频调制器以及安排成输出多位数字信号的数字信号处理器。

[0022] 在一些实施例中，数字信号处理器包括安排成用射频信号调制数字基带信号并用于输出所述多位数字信号的调制器电路系统。多位数字信号可以是经调制I/Q数据信号或经调制极性数据信号。

[0023] 本公开还涉及包括根据本公开的前端系统的无线电设备和包括至少一个这样的无线电设备的通信网络。

[0024] 出于对本发明以及所实现的相对现有技术的优势加以总结的目的，以上描述了本发明的某些目的和优势。当然，应理解，不一定所有此类目的或优势都可根据本发明的任何特定实施例实现。因此，例如，本领域的技术人员将认识到本发明可按实现或优化本文所教导的一个优势或一组优势的方式来具体化或执行，而不一定要同时实现本文可能教导或提出的其他目的或优势。

[0025] 参考以下描述的实施例，本发明的上述和其他方法将是显而易见的和阐明的。附图说明

[0026] 现在将作为示例参考附图进一步描述本发明，附图中相同的参考标号指代各附图中的相同元素。

[0027] 图1解说常规的基于电阻器的数字调幅器。

[0028] 图2解说常规的基于电阻器的数字调幅器的非线性响应。

[0029] 图3解说根据本发明的直接数字射频调制器(DDRM)的框图。

[0030] 图4解说根据一示例性实施例的转换器电路的示意图。

[0031] 图5解说根据本公开的DDRM的输出阻抗的变化对其增益(左图)和调谐网络的相位(右图)的影响。

[0032] 图6A解说根据一示例性实施例的转换器电路的示意图。图6B和6C示出了用于输入数字信号的两个不同示例的、图6A的转换器电路的输出模拟信号。

[0033] 图7A解说根据一示例性实施例的转换器电路的示意图。图7B示出了用于输入数字信号的示例的、图7A的转换器电路的输出模拟信号。

[0034] 图8解说根据本发明的包括直接数字射频调制器的无线电设备的前端系统的框图。

[0035] 图9解说根据本发明的包括直接数字射频调制器的无线电设备的前端系统的框图。

[0036] 图10解说根据本发明的包括直接数字射频调制器的无线电设备的前端系统的框图。

[0037] 图11解说根据本发明的包括直接数字射频调制器的数字发射机的示意图。

[0038] 图12解说根据本发明的包括直接数字射频调制器的数字发射机的示意图。

[0039] 将针对具体实施例且参考特定附图来描述本发明，但是本发明不限于此而仅由权利要求书定义。

[0040] 此外，在说明书和权利要求书中，术语“第一”、“第二”等用于在类似元素之间进行区分，而并不一定用于描述时间顺序、空间顺序、等级排序、或者任何其他方式的顺序。应理解，如此使用的术语在适当情况下是可互换的，且本文中所描述的本发明的实施例能以不同于本文所描述或示出的其它顺序操作。

[0041] 应注意，在权利要求中使用的术语“包括”不应当被解释为受限于下文中列出的含义；它不排除其它元件或步骤。因此它应当被解读为指定所述特征、整数、步骤或部件如所述及的存在，但不排除一个或多个其它特征、整数、步骤或部件或其群组的存在或添加。因此，措词“一种包括装置A和B的器件”的范围不应当被限定于仅由组件A和B构成的器件。这意味着该器件与本发明有关的唯一相关组件是A和B。

[0042] 在本说明书通篇中对“一个实施例”或“实施例”的引用意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，在本说明书通篇中的各个位置中短语“在一个实施例中”或“在一实施例中”的出现不一定全都指的是同一实施例，但是可以是指同一实施例。此外，在一个或多个实施例中，如本领域普通技术人员根据本公开内容显而易见的是，特定特征、结构或特性可以任何适当的方式组合。

[0043] 类似地，应当理解的是，在本发明的示例实施例的描述中，本发明的各个特征有时在单个实施例、附图及其描述中被组合到一起，以将本公开内容连成整体，并帮助理解各个发明方面中的一个或多个方面。然而，不应当将这种公开方法解释为反映要求保护的本发明需要比每项权利要求中明确记载的更多特征的意图。相反，如所附权利要求反映的那样，发明性方面在于少于上述所公开的单个实施例的所有特征。因此，将遵循具体实施方式的诸权利要求明确地结合进该具体实施方式中，每一项权利要求独立地作为本发明的单独实施例而存在。

[0044] 此外，尽管此处描述的一些实施例包括其他实施例中所包括的一些特征但没有其他实施例中包括的其他特征，但是不同实施例的特征的组合意图落在本发明的范围内，并且形成如本领域技术人员所理解的不同实施例。例如，在所附的权利要求书中，所要求保护的实施例中的任何实施例均可以任何组合来使用。

[0045] 应当注意的是，在描述本发明的某些特征或方面时，特定术语的使用不应当用来暗示术语在本文中被重定义以受限于包括与所述术语相关联的本发明的特征或方面的任何特定特性。

[0046] 在本文提供的描述中，陈述了众多具体细节。然而，应当理解，可以在不具有这些具体细节的情况下实施本发明的各实施例。在其它实例中，未详细示出众所周知的方法、结构以及技术，以免混淆对本描述的理解。

[0047] 常规直接数字射频调制器(DDRM)被设计成用于全功率的低输出阻抗，且通常从开关放大器中导出。然而，在应用数字调制时，由于每一DDRM单元的开关晶体管的串联电阻，这些DDRM有效地类似于经调制电阻器来操作。这一操作可等效于具有固定负载阻抗的分压器(它具有非线性响应)。为了补偿这一非线性响应，在采用这样的DDRM的数字发射机中需要相当量的预失真。另外，常规DDRM需要各种LO相位分发到每一单位，其中基于也被分发到这些单位的数字基带数据，本地解码电路确定该单位是否是活动的。LO分发到各单位造成相当大的功耗，因为到多个单位的路由表示将高频LO信号分发到这些单位的LO驱动器的相当大的负载。

[0048] 本公开涉及基于电流源的DDRM。与传统DDRM不同，在电流源DDRM中，以非常高的输出阻抗作为目标。在所提出的基于电流源的DDRM中，单位DDRM单元包括电流源晶体管而非(电阻性)开关(如在常规设计中)。所提出的基于电流源的DDRM目标是最大化DDRM的输出阻抗，甚至在最大代码和高输出功率时。这在数字发射机RF设计中是极不常见的，其中趋势是降低发射机的输出阻抗，而非增加它。使用基于电流源的DDRM允许达成具有线性响应的操作。DDRM的输出电流由活动单位单元的数量乘以活动单元的单位电流来给出。另外，根据本公开，本地DSP被置于DDRM的矩阵之外。DSP确定哪一DDRM单位单元必须在任何给定时刻被激活，且经调制LO信号只被分发给这些活动单元。结果，没有功率被损失在将LO信号分发给不活动单元中，这造成总体发射机的更好的总体效率。

[0049] 图3示出根据本公开的直接数字RF调制器(DDRM)10。DDRM 10在其输入端11接收多位数字信号D并在其输出端12输出RF模拟信号。多位数字信号D是由基带数据(即，I/Q数据或极性数据)掩码的LO信号。LO信号与基带数据在数字电路(如DSP)中组合，以创建多位数字信号D，它随后被输入到DDRM。DDRM 10包括多个转换器电路CCi，每一转换器电路被安排成在其相应输入端INi(i＝1到n)接收多位数字信号D的一个位Di(i＝1到n)。基于接收到的位Di，每一转换器电路CCi在其输出端OUTi输出模拟信号Ai。DDRM输出端12连接到每一转换器电路OUTi(i＝1到n)的输出端以提供输出模拟信号A。

[0050] 图4示出了根据本公开的一实施例的单位单元CCi的示例实现。单位转换器电路CCi包括串联连接到电流源晶体管T2的输入晶体管T1。输入晶体管T1被安排成接收多位数字信号D的一个位Di。取决于位值，逻辑‘1’或逻辑‘0’，充当开关晶体管的输入晶体管T1被打开或关闭。因此，转换单元被启用或禁用。在T1被启用时(Di＝‘1’)，电流源晶体管T2在该单元的输出端OUTi处生成模拟信号Ai。换言之，开关晶体管T1确定电流是否正流过电流源晶体管T2。电流值主要由施加在T2的栅极端的偏置电压VB和晶体管T2的尺寸来确定。通过调整偏置电压VB，流过的电流值(即，模拟信号Ai的振幅)可被调整。因此，数字调制通过电流流过电流源晶体管T2来达成，而不是像在常规DDRM实现中是通过开关晶体管T1的电阻来达成的。在电流流过激活的单位单元时，开关晶体管T1的电阻只造成某些额外功耗。其电阻值因而应当被选择成足够低以限制这一耗散，并且因此限制DDRM的效率的降级。因为晶体管T2的偏置电压及其尺寸确定活动单位单元的电流，所以它确定晶体管的输出功率。尽管电流在单元的操作期间是恒定的(并且因此对调制作出贡献)，但电流可被调整以控制发射机的RMS输出功率并且因此控制其增益。

[0051] 尽管输出信号在基于电流的无线电发射机设备中的失真比基于电阻器的调制器小得多，但它不是零，因为电流源DDRM不具有无穷大的输出阻抗。此外，在实践中，当在RF频率操作时，DDRM的负载(附图中未示出)不是电阻性，而是通常包括调谐网络，即单端晶体管的调谐电感器或差分发射机的调谐平衡-不平衡变换器。尽管这一负载通常被调谐成以输出频率为中心以用于调谐网络的谐振，但调谐网络的有限分辨率不可避免地造成相对于谐振的中心操作频率的稍许偏离。因为DDRM调制器的输出阻抗不是无穷大，所以它对调谐网络的质量因子(Q)作出贡献。结果，调制器的输出阻抗的变化使调谐网络的Q发生变化。如图5所示，这不仅影响DDRM调制器的增益(左图)，它还影响调谐网络的相位(右图)并造成AM到AM和AM到PM失真两者。因而，保持输出阻抗变化相对于负载阻抗而言很小对避免预失真需求而言是极其重要的。

[0052] 为了保持输出阻抗变化相对于负载阻抗而言很小，转换器电路CCi还包括与电流源晶体管T2共源共栅的附加晶体管T3，如图4所示。共源共栅晶体管T3的目的是极大地增加电流源T2的输出阻抗，如下：

[0053] Rout≈RoT2·gmT3·RoT3 (2)

[0054] 其中gmT3是晶体管T3的跨导，且RoT2和RoT3分别是晶体管T2和T3的输出阻抗。因为DDRM的输出阻抗可被认为与DDRM的负载并联，所以DDRM看到的实际负载是有效负载与其自己的输出阻抗的并联电路。这一输出阻抗越高，其贡献越低，且这一输出阻抗的变化的影响就越低。因此，增加的输出阻抗进一步改进DDRM的线性操作，并限制AM-AM和AM-PM失真，使得避免了对预失真的需求。在所公开的基于电流的DDRM中，可只在存在寄生的情况下造成预失真。消除了如在常规的基于电阻器DDRM中的由于DDRM的非线性响应造成的预失真。

[0055] 图6A示出了根据本公开的另一实施例的笛卡尔变换单元CCi。在这一实现中，单位单元CCi包含同相(I)信号的振幅调制的路径和正交(Q)信号的调制的路径。这两个路径与图4的实现相同。每一单元的路径在其输入端INi、INi’处从多位数字信号Di、Di’接收单个位Di、Di’。多位数字信号D、D’中的每一者是分别与同相(I)和正交相位(Q)基带数据相组合的LO信号。这有效地造成了用基带数据对LO信号进行掩码以生成两个多位数字信号D、D’，每一相应I和Q基带数据一个多位数字信号。这些在本文中称为I调制LO信号(LOI)和Q调制LO信号(LOQ)。数字信号D、D’可由将基带位(即，I/Q数据)与LO信号相组合的数字电路生成，如DSP。输入晶体管T1、T1’充当开关以根据接收到的位Di、Di’启用或禁用转换单元CCi的相应路径。在每一开关T1、T1’的顶部是由偏置电压VB偏置的电流源晶体管T2、T2’。开关晶体管T1、T1’确定电流是否流过相应电流源晶体管T2、T2’，其值是由所施加的偏置电压VB和电流源晶体管T2、T2’的尺寸来确定的。可调整偏置电压被施加到每一单元CCi以控制这些单元所提供的电流。通过控制这一偏置电压，DDRM的增益可被控制，因为较高偏置电压对应于每一单元中的较高单位电流和较大经调制电流摆幅，并且因而对应于较高增益。而在大多数简单情况下，对于每一单位单元而言，偏置电压VB可以是相等的，不同偏置电压可被施加到每一单元以供校准，即调整从一个单元到另一单元的电流源失配。

[0056] 因为电流值是由偏置电压和晶体管T2、T2’的尺寸确定的，所以开关晶体管T1、T1’的大小与基于电阻器的情况(即常规DDRM实现)相比而言较不重要。在此，开关晶体管T1、T1’的电阻应当足够低以不干扰电流源的电流。

[0057] 在单元CCi的输出端OUTi处，该单元的每一路径中的电流在晶体管T3、T3’之后被组合(相加在一起)以形成输出电流。电流加法因而在模拟域中在转换单元的输出端处执行。在输入位流Di、Di’之间存在重叠的情况下，没有观察到信息损失或信号失真。这在图6B和6C中示出。图6B示出了在接收到的D1和Di’位流之间不存在重叠时的转换单元的操作。对于相应单元的输入端INi、INi’处的给定位流Di(I调制LO信号)和Di’(Q调制LO信号)，在输出端OUTi处生成输出电流。图6C示出了在位流之间存在重叠时单元的操作。重叠造成输出电流的暂时增加，因为每一单元的路径的电流是在模拟域中相加。这是期望的行为，因为它造成I调制和Q调制信号的正确相加。对于I和Q两者而言，可以使用高于25％的占空比。因为转换单元CCi的效率与占空比成反比，所以较低的占空比(例如，25％占空比)是优选的。

[0058] 图7A示出了根据本公开的另一实施例的具有单个电流源晶体管T2和单个共源共栅晶体管T3的笛卡尔转换单元CCi。在这一实施例中，在每一输入端IN、IN’处，单元CCi从每一多位数据流D、D’接收单个位Di、Di’。数据流Di、Di’的信息与执行逻辑‘或(OR)’功能的晶体管T1、T1’相组合。位流的相加(即，LOI和LOQ信号的相加)在逻辑上完成，并且不是在模拟域(如图6的实施例)中。这一实现具有造成较小面积(降低晶体管的数量)和较好I/Q匹配(因为输出信号的I和Q分量两者的电流由同一电流源T2和共源共栅晶体管T3生成)的优点。图7B示出了在输入位流Di、Di’之间存在重叠时转换单元的操作。在这种情况下，与图6C中给出的示例相反，在重叠时段，没有额外电流存在于输出端OUTi处。信号相加是不正确的，因为两个相邻活动相位的电流总和随时间的积分将与每一活动相位单独地随时间的积分的总和不同。这造成输出信号的失真。因为在这一实现中需要非重叠相位，Di和Di’流具有最大25％占空比。在实践中为了避免重叠，占空比将必须降得远低于25％，以避免一个相位不与另一个相位相互作用，尤其是在高RF频率进行传送时。这将使得非常难以准确地实现这些窄脉冲。此外，单位单元的电流必须被增加，因为对于给定电流值，较窄的脉冲造成较低的输出功率(所传送的功率与电流脉冲的高度同脉冲持续时间的积相关)。为了避免这样的失真，甚至在存在重叠I/Q经调制LO相位的情况下，校准算法可被使用，如Chunshu Li等人在论文“Efficient self-correction scheme for static non-idealities in nano-scale quadrature digital RF transmitters(用于纳米级正交数字RF发射机中的静态非理想性的高效自相关方案)”(信号处理系统2013IEEE研讨会(SiPS)，第71-76页)。

[0059] 在一个实施例中，偏置电压可被施加到电流源晶体管T2、T2’。偏置电压VB的值和晶体管T2、T2’的尺寸确定活动单位单元的电流，它进而确定无线电发射机设备的输出功率。尽管电流在单元正在操作时是恒定的(并且因此对调制作出贡献)，但电流可被调整以控制发射机的RMS输出功率并且因此控制其增益。

[0060] 在一个实施例中。共源共栅晶体管T3、T3’是厚氧化层晶体管。厚氧化层晶体管保护转换单元免于其输出端的高电压摆幅。结果，较高输出功率可由DDRM提供，因为快速低电压开关晶体管T1、T1’和电流源T2、T2’被保护免于高输出电压摆幅。

[0061] 在另一实施例中，电流源晶体管T2、T2’是具有比厚氧化层晶体管更好的匹配性能的薄氧化层晶体管。这造成给定解决方案的降低的面积。薄氧化层晶体管T2、T2’也被保护免于厚氧化层共源共栅晶体管T3、T3’的高输出摆幅。

[0062] 本公开还涉及包括DDRM调制器10的前端系统100。如上所述，DDRM调制器10在其输入端IN、IN’处接收由数字电路20(如数字信号处理器(DSP))提供的多位数字信号D、D’。前端系统100可以操作笛卡尔(I/Q数据)或极性数据。在这两个实现中，DSP 20在其输入端接收基带数据(例如，I/Q数据或极性数据)以及本地振荡器信号LO。它在将基带数据与LO信号相组合以创建经调制LO信号之前可任选地处理基带数据。DSP因而输出多位数字信号D、D’，这是经调制LO信号。取决于实现(笛卡尔或极性、差分或单端)，DSP20接收单相位、两相位、或四相位LO信号。例如，对于笛卡尔差分实现，DSP接收2n位基带I/Q数据(每一I和Q基带相位1n个位)和四相位LO信号。LO信号和对应的基带数据被整合在一起以形成经调制LO信号——多位数字信号D、D’。在给定示例中，这些将被组合成4n宽经调制I/Q LO流(正I经调制LO流1n、负I经调制LO流1n、以及类似地正和负Q经调制LO流各1n)。经调制LO信号随后被用作DDRM 10的输入，以定义哪一DDRM转换单元CCi是否应当激活。因此，DDRM 10执行经调制LO信号到模拟RF信号OUT的转换。注意，I/Q经调制LO信号的占空比由施加到20的LO信号定义，且应当满足上述需求。作为另一示例，在单端极性实现中，n位宽振幅BB数据将与经调相LO相组合以生成n位宽经调相(距LO)且经调幅(根据n位线)LO流被施加到n个转换单元CCi。

[0063] 通过将调制器21集成到DSP 20内部，I/Q经调制LO流被创建且分发给DDRM 10。在I/Q经调制LO流中，开关活动被限于去往在特定时刻活动的单位单元的线。作为示例，在温度计编码的DDRM的情况下，开关活动将与基带信号的振幅成比例，因为对于较高振幅，较多温度计编码的元素将被激活。这一受限的开关活动与传统实现形成对比，在传统实现中，活动LO相位被分发给所有DDRM单元，甚至在给定时刻不需要它的那些单元。这一方法造成较低的功耗，因为较少功率被损失在长线的开关活动中。这还造成较低的LO馈通，因为较少LO活动存在于DDRM单元中。

[0064] 图8示出了包括笛卡尔DDRM 10的笛卡尔差分数字发射机的前端系统100的示例性实现。DSP 20在其输入端处接收多相位本地振荡器LO信号和包括I基带相位的n位宽数字数据流以及Q基带相位的n位宽数字数据流的I/Q基带数据。数字基带数据被施加到数据转换器22，数据转换器22在进一步数字处理之前调理该数据。转换器22可包括安排成用于执行数字处理(如上变频、数字滤波、内插或温度计解码的二进制化)的附加数字电路。22的输出端处的基带数据被格式化(或拆分)成I/Q符号位S和振幅位A。I和Q的符号位S随后被提供给相位对换器23。相位对换器23基于I和Q基带数据的符号位选择并路由适当的LO相位到调制器21。相位对换器23可包括基于接收到的符号位S将LO信号的相应相位路由到调制器21的多个开关(即，作为开关操作的晶体管)。或者，相同功能可以用逻辑门来获得。基于I和Q基带数据的符号，多相位LO信号的正确LO相位被选择来馈送到调制器21。作为示例，在单端实现中，对于正I基带，LO信号的0°相位被选择且路由到调制器21。对于负I基带，LO信号的180°相位被选择并路由。相位对换器23的输出信号LO’随后在调制器21中与基带振幅位A相组合以生成经调制LO信号。经调制LO信号实际上是多位数字信号D、D’，它包括2xn数字位流(在差分实现的情况下是4n)，每一正和负I和Q LO经调制信号分别是n位。经调制LO信号随后被馈送到DDRM以供从数字直接转换成模拟RF信号。

[0065] 这参考图11更详细地解释，它示出了图8的差分实现的更详细的示意图。数据调制器21包括多个与(AND)逻辑门。每一与逻辑门将相应LO相位与对应的I或Q位相组合。DDRM 10包括2n个转换单元CC，n个单元用于正I和Q相位的调幅且n个单元用于负I和Q相位的调幅。图6A和图7A两者的转换单元可被使用。因而，在差分输出端OUT处，一组n个转换单元生成正RF模拟信号RF+且另一组n个转换单元生成负RF模拟信号RF+。来自这两组转换单元RF+、RF-的电流随后在发射机的正和负侧组合以形成RF差分模拟信号。
这一RF信号随后被施加到调谐平衡-不平衡变换器以被转换成单端输出，它随后被发送以供经由天线传输。

[0066] 图9示出了包括笛卡尔DDRM 10的笛卡尔差分数字发射机的前端系统100的另一示例性实现。在这一实施例中，DSP 20的实现与图8的实现相比有所延迟。在此，除了多个与逻辑门之外，调制器21’包括用于将经I调制和经Q调制LO信号组合成单个数据流的多个异或(XOR)逻辑门。在这种情况下，馈送到DDRM 10的数字流的数量与图8的实施例相比减半。这在图12中更详细地示出。因为DDRM 10被馈送了单个数据流，所以DDRM只需要执行数字数据流到模拟RF信号的转换。DDRM 10的实现因而更简单，即与图8的实现相比包括二分之一转换单元。对于单端实现，DDRM 10包括一组n个转换单元，如图5那样。对于差分实现，DDRM 10需要包括2组n个转换单元，如图5那样。

[0067] 图10示出了用于极性数字发射机的前端系统100的另一示例性实现。与图8和图9的实现相反，DSP 20在此在其输入端处接收振幅基带数据和调相LO信号。该DSP的实现更简单，因为它只需要用于组合其输入端处的两个信号的调制器电路21。可任选地，它可包括用于在将其馈送到调制器21之前调理基带数据例如以用于上变频、滤波、内插或温度计编码的二进制化的数据转换器22。与先前实施例类似，DDRM 10包括单组n个转换单元，如图5那样。

[0068] 本公开还涉及包括前端系统100的无线电设备和包括至少一个这样的无线电设备的通信网络。

[0069] 虽然在附图和以上描述中已示出并描述了本发明，但此类例示和描述应被认为是说明性的或示例性的而不是限制性的。以上描述详细说明了本发明的某些实施例。然而，应当理解，不管以上在文本中显得如何详细，本发明可以其他方式实现。本发明不限于所公开的实施例。

[0070] 通过对附图、公开内容以及所附权利要求的研究，本领域普通技术人员在实施所要求保护的发明时可理解和实现所公开实施例的其他变型。在权利要求中，“包括”一词不排除其他要素或者步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除复数形式。单个处理器或其他单元可履行权利要求书中所述的若干项的功能。事实是，在互不相同的从属权利要求中引述的某些度量不指示这些度量的组合不能被使用来获得优点。计算机程序可被存储/分发在合适的介质上，如与其他硬件一起或作为其他硬件的一部分提供的光学存储介质或固态介质，但也可按其他形式来分发，如经由因特网或者其他有线或无线电信系统。权利要求书中的任何参考标记不应当被解释为限制范围。