正弦‑余弦调制器 |
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| 申请号 | CN201280075639.5 | 申请日 | 2012-09-04 | 公开(公告)号 | CN104604127B | 公开(公告)日 | 2017-05-31 |
| 申请人 | 康塔普罗纳特有限公司; | 发明人 | S·韦迈耶; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及以正弦‑余弦 调制器 (10)的形式的自激振荡 脉宽调制 放大器 ，包括至少两个比较器(13、14)，两个积分器(11、12)，功率 开关 级(15)，以及具有低频 信号 输入和输出的 负反馈 耦合。为了获得最大的调制系数，存在以下设置：借助于比较器(13、14)以及积分器(11、12)产生部分地驱动功率开关级(15)的正弦和余弦方波 电压 以及正弦和余弦三 角 波电压，其中与LC低通 滤波器 (16)相结合功率开关级(15)的输出形成低频信号输出。这产生在其中存在稳定的固有 频率 以及调制系数可以被增大到几乎100％的情况。同时，获得非常低电平的失真以及没有比K3高的失真成分出现，因此同已知的脉宽调制放大器相比存在显著的改善。 | ||||||
| 权利要求 | 1.正弦-余弦调制器，包括串联连接的第一积分器、第一比较器、第二积分器和第二比较器，所述积分器和比较器还用来相对于其输入信号产生90°相移，所述正弦-余弦调制器还包括功率开关级、LC低通滤波器以及低频信号输入或者控制电压输入以及低频信号输出或者DC电压输出， |
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| 说明书全文 | 正弦-余弦调制器[0002] 在现有技术的许多应用中，在可听声频率范围或者稳压器中用于低频AC电压的模拟功率放大器被脉宽调制放大器或开关式电压转换器(同模拟电路相比具有显著更高水平的热效率)替代。自激振荡脉宽调制放大器具有比通过外部振荡器驱动的时钟脉宽调制放大器更好的信号处理或者声音质量。 [0003] 在DE 198 38 765 A1("Selbstschwingender ["Self-Oscillating Digital Feedback Amplifier"])中描述了一种该类型的自激振荡脉宽调制放大器，其不仅具有同模拟功率放大器相比显著更高水平的热效率，而且具有更好的声音质量。缺点是固有频率f依赖于调制系数，有如下关系f＝f0*(1–M2)。实际上调制系数或者激励因子因此近似地限于60％。 [0004] 本发明的任务是使得自激振荡脉宽调制放大器的固有频率f独立于调制系数M，以及因此将最大调制系数或者激励因子增加为几乎100％以及同时进一步改善声音质量。 [0005] 通过如下方式解决了根据本发明的问题：通过利用产生正弦和余弦方波电压以及正弦和余弦三角波电压(部分地驱动功率开关级)的两个比较器和两个积分器来设置用于同时产生正弦和余弦振荡的函数发生器；与LC低通滤波器相结合的功率开关级的输出形成低频信号输出或者DC电压输出。在附属权利要求(sub-claims)中可以发现进一步有利的设计形式。 [0006] 正弦-余弦调制器以经过实践检验的形式包括用于同时产生正弦和余弦振荡的函数发生器。与此相关的，可以使用没有问题的幅度稳定的函数发生器。从任意函数发生器的三角波信号开始，利用比较器确定代数符号的方向(course)以及同方波信号相比被移相90度。该方波信号可以被转变为第二三角波信号，其随后借助于第二积分器类似地被移相90度。从函数发生器的该可能性开始，通过函数发生器驱动功率开关级，其中与LC低通滤波器相结合的功率开关级的输出形成低频信号输出。 [0007] 比较器和积分器被用来产生方波或者三角波电压；第一比较器被用来产生正弦方波电压以及第一积分器被用来产生正弦三角波电压，而第二比较器被用来产生余弦方波电压以及第二积分器被用来产生余弦三角波电压。用于产生余弦方波电压的第二比较器被优选地用于驱动与其相连的功率开关级。正弦-余弦调制器在这里具有从功率开关级的输出通过电阻器至用于产生余弦三角波电压的第二积分器的输入的负反馈耦合。低频信号输入通过电阻器与用于产生余弦三角波电压的第二积分器的输入连接，而LC低通滤波器连接到功率开关级的输出以及构成低频信号输出。 [0008] 在本发明的进一步设计形式中，存在以下设置：将低频输出通过串联的RC元件与用于产生余弦三角波电压的第二积分器的输入连接，以便使得LC低通滤波器的阻尼系数独立于连接到低频输出的负载。 [0009] 借助于描述的过程获得以下情况，在其中正弦-余弦调制器操作于例如400kHz的恒定固有频率，因此获得接近100％的最大调制系数或者激励因子以及仅发生非常轻微的非线性失真。K2和K3保持在听不见的范围中，而与根据DE 198 38 765 A1的现有技术对比更高的失真成分K5和K7不再出现。 [0010] 作为示例，正弦-余弦调制器可以和低频信号输入以及低频信号输出一起被使用作为脉宽调制放大器。通过包括第一积分器和第一比较器的“内部”方波三角波发生器将正弦-余弦调制器的固有频率f保持为恒定独立于调制系数M。同时，通过“内部”方波三角波发生器驱动第二比较器的第二积分器与进而驱动功率开关级的第二比较器以及功率开关级一起形成“外部”方波三角波发生器，其具有从功率开关级的输出通过电阻器R5至第二积分器的输入的负反馈耦合，然而，另一方面，在第二积分器的输入处，电阻器R6被提供作为用于低频信号电压VInput的输入电阻。在与这相连的LC低通滤波器之后，获得输出信号VOutput。在这里VOutput/VInput的电压放大通过电阻比-R5/R6确定。 [0011] 替代地，存在将正弦-余弦调制器使用作为开关式电压转换器的可能性；通过控制电压输入进行控制，以及期望的输出电压在DC电压输出处可用。这包含以下优点，存在通过电阻器和电容器的附加的负反馈耦合，以便使得LC输出滤波器的阻尼系数独立于连接的负载。通过电阻器的“内部”负反馈耦合和通过电阻器和电容器的“外部”负反馈耦合的组合导致非常快的控制行为。 [0012] 本发明因此包含正弦-余弦调制器，其中借助于比较器和积分器产生部分地驱动功率开关级的正弦和余弦方波电压以及正弦和余弦三角波电压，其中与LC低通滤波器相结合的功率开关级的输出构成低频信号输出以及其中用于产生余弦方波电压的第二比较器驱动功率开关级，以及正弦-余弦调制器具有从功率开关级的输出通过电阻器至用于产生余弦三角波电压的第二积分器的输入的负反馈耦合，以及低频信号输入通过电阻器连接至用于产生余弦三角波电压的第二积分器的输入。 [0013] 该电路通过特别低的非线性失真体现不同；固有频率f独立于调制系数M，因此获得接近100％的最大调制系数或者激励因子。该正弦-余弦调制器因此代表同现有的脉宽调制放大器相比的显著的改善。 [0015] 图1示出根据现有技术的自激振荡脉宽调制器， [0016] 图2示出以自激振荡脉宽调制放大器的形式具有独立于调制系数的恒定固有频率的正弦-余弦调制器， [0017] 图3示出对于具有两个互补输出的第一比较器的根据图2的正弦-余弦调制器的电路变形， [0018] 图4示出以具有附加反馈的开关式电压转换器的形式的根据图2的正弦-余弦调制器， [0019] 图5示出以具有附加反馈的开关式电压转换器的形式的根据图3的正弦-余弦调制器， [0020] 图6示出在5kHz输入正弦信号的周期之上Mmax＝0.79处的根据现有技术的自激振荡脉宽调制器的振荡行为， [0021] 图7示出LC低通滤波器后的根据现有技术的自激振荡脉宽调制器的频谱，[0022] 图8示出VInput和VOutput的根据现有技术的自激振荡脉宽调制器的振荡行为，[0023] 图9示出在5kHz输入正弦信号的半个周期之上Mmax＝0.79处的按照根据图2的本发明的正弦-余弦调制器的振荡行为， [0024] 图10示出在5kHz输入正弦信号的完整周期之上Mmax＝0.79处的按照根据图2的本发明的正弦-余弦调制器的振荡行为， [0025] 图11示出在LC低通滤波器后的按照根据图2的本发明的正弦-余弦调制器的频谱,[0026] 图12示出VInput和VOutput的按照根据图2的本发明的正弦-余弦调制器的振荡行为，[0027] 图13示出在5kHz输入正弦信号的半周期之上Mmax＝0.79处的按照根据图3的本发明的正弦-余弦调制器的振荡行为， [0028] 图14示出在5kHz输入正弦信号的完整周期之上Mmax＝0.79处的按照根据图3的本发明的正弦-余弦调制器的频谱， [0029] 图15示出在LC低通滤波器后的按照根据图3的本发明的正弦-余弦调制器的频谱,以及 [0030] 图16示出VInput和VOutput的按照根据图3的本发明的正弦-余弦调制器的振荡行为，[0031] 图1示出以脉宽调制放大器形式的自激振荡脉宽调制器1的电路图。在该情况下脉宽调制器1包括积分器2和比较器3；提供比较器3以驱动功率开关级4。在该情况下包含在现有技术中已知的示例。脉宽调制器1用来同时产生三角波和方波振荡以及利用功率开关级4、负反馈耦合、低频信号输入、LC低通滤波器和低频信号输出扩展所述脉宽调制器1；在下面这被称作“自激振荡数字反馈放大器”，简称SODFA，以便同现有技术相比示出正弦-余弦调制器的优点。 [0032] 图2示出以脉宽调制放大器的形式具有两个积分器11、12和两个比较器13、14，以及功率开关级15的正弦-余弦调制器10的示例。积分器12产生信号VTsin以及和产生信号VSsin的比较器13一起形成“内部”方波三角波发生器，所述方波三角波发生器保持正弦-余弦调制器的固有频率f独立于调制系数M恒定。同时，积分器11(产生信号VTcos以及通过"内部"方波三角波发生器驱动比较器14)和比较器14(产生信号VScos以及驱动功率开关级15)以及功率开关级15一起形成“外部”方波三角波发生器，所述“外部”方波三角波发生器具有从功率开关级15的输出通过电阻器R5至积分器11的输入的负反馈耦合，同时，电阻器R6被提供作为输入电阻器，另一方面，用于低频信号电压VInput。由此，在LC低通滤波器16之后获得输出信号VOutput。VOutput除以VInput的电压放大是-R5除以R6。 [0033] 图3示出以脉宽调制放大器的形式具有两个积分器21、22和两个比较器23、24，以及功率开关级25的正弦-余弦调制器20的替代电路示例。在该电路变形中使用了具有两个互补输出的第一比较器23；提供用于反馈的输出以及用于产生信号VSsin和用于驱动积分器22的互补输出，所述积分器22产生信号VTsin。 [0034] 图4示出以调节开关式电压转换器(同步降压调节器)形式的正弦-余弦调制器30的示例，其再次与两个积分器31、32和两个比较器33、34以及功率开关级35一起操作。与根据图2的设计变形相比，在该情况下提供了通过电阻器R7和电容器C4的附加的负反馈耦合，以便使LC输出滤波器的阻尼系数独立于连接的负载。通过R5的“内部”负反馈耦合和通过R7和C4的“外部”负反馈耦合的该组合导致非常快的控制行为(积分微分控制器)，其优于仅具有一个负反馈耦合实例的常规PID(比例积分微分)控制器的调节行为。下式适用于调节的输出电压：Vout＝V1*(1+R5/R6)。 [0035] 图5示出具有两个积分器41、42和两个比较器43、44以及功率开关级45的基于根据图3的实施例操作的以调节开关式电压转换器的形式的正弦-余弦调制器40的替代的电路示例。在该情况下，也利用通过电阻器R7和电容器C4的串联的RC元件提供附加的负反馈耦合。在该设计变形中，使用具有两个互补输出的比较器43；一个输出再次被提供用于反馈，而互补输出产生电压VSsin以及驱动产生信号VTsin的积分器42。在该情况下，同常规PID控制器相比也显著地改善了控制行为，以及下式适用于调节的输出电压：Vout＝V1*(1+R5/R6)。 [0036] 图6示出在5kHz输入正弦信号的周期之上固有频率f＝400kHz*(1–M2)以及Mmax＝0.79处的自激振荡脉宽调制器1(SODFA)的信号形状VInput和VT。 [0037] 图7示出LC低通滤波器后的SODFA的输出信号的频谱。SODFA的固有频率在150kHz和400kHz之间“模糊(blurs)”，以及出现附加的失真成分K5和K7。 [0038] 图8示出在0.79的最大调制系数处的SODFA的振荡行为。三角波控制信号VT保持以零点为中心，而固有频率下降到fmin＝400kHz*(1–0.792)＝150kHz的最小值。在VOutput的正弦波的最高处的SODFA的输出处的显著增加的纹波电压在这里可以被认为是由于固有频率f0至fmin＝150kHz的周期性下降造成的。 [0039] 图9示出在5kHz输入正弦信号的半周期之上Mmax＝0.79处的信号VTsin、VTcos和VInput的按照根据图2的本发明的正弦-余弦调制器10的振荡行为。控制信号VTcos与VInput反相地围绕零点偏移，以及按M比例降低幅度并且进行脉冲宽度调制，而控制信号VTsin与VInput同相地围绕零点偏移以及关于幅度保持恒定以及保持对称性。固有频率f在400kHz处保持恒定，独立于调制系数M。 [0040] 图10示出Mmax＝0.79处的信号VTsin、VTcos和VInput的按照根据图2的本发明的正弦-余弦调制器10的振荡行为，以示出在5kHz输入正弦信号的完整周期之上的操作处理。 [0041] 图11示出LC低通滤波器后的按照根据图2的本发明的正弦-余弦调制器10的频谱。固有频率f保持在恒定400kHz处，独立于调制系数，以及没有出现失真成分K5和K7。 [0042] 图12示出Mmax＝0.79处的具有正弦调制的信号VOutput以及信号VInput、VTsin和VTcos的按照根据图2的本发明正弦-余弦调制器10的振荡行为，固有频率f没有下降以及因此具有显著更少的纹波电压。 [0043] 图13示出在5kHz输入正弦信号的半周期之上Mmax＝0.79处的信号VTsin、VTcos和VInput的按照根据图3的本发明的正弦-余弦调制器20的振荡行为。控制信号VTcos与VInput反相地围绕零点偏移，以及按M比例降低幅度以及进行脉冲宽度调制，而控制信号VTsin同样地与VInput反相地围绕零点偏移，以及再次关于幅度保持恒定以及保持对称性。固有频率f在400kHz处保持恒定，独立于调制系数M。 [0044] 图14示出Mmax＝0.79处的信号VTsin、VTcos和VInput的按照根据图3的本发明的正弦-余弦调制器20的振荡行为，以示出在5kHz输入正弦信号的完整周期之上的操作处理。 [0045] 图15示出在LC低通滤波器后的按照根据图3的本发明的正弦-余弦调制器20的频谱。固有频率f保持在恒定400kHz处，独立于调制系数，以及没有出现附加失真成分K5和K7。 [0046] 图16示出Mmax＝0.79处的具有正弦调制的信号VOutput以及信号VInput、VTsin和Vtcos的按照根据图3的本发明的正弦-余弦调制器20的振荡行为，固有频率f没有下降以及因此同SODFA相比具有显著更少的纹波电压。 [0047] 参考数字的列表 [0048] 1 脉宽调制器 [0049] 2 积分器 [0050] 3 比较器 [0051] 4 功率开关级 [0052] 10 正弦-余弦调制器 [0053] 11 积分器 [0054] 12 积分器 [0055] 13 比较器 [0056] 14 比较器 [0057] 15 功率开关级 [0058] 16 LC低通滤波器 [0059] 20 正弦-余弦调制器 [0060] 21 积分器 [0061] 22 积分器 [0062] 23 比较器 [0063] 24 比较器 [0064] 25 功率开关级 [0065] 26 LC低通滤波器 [0066] 30 正弦-余弦调制器 [0067] 31 积分器 [0068] 32 积分器 [0069] 33 比较器 [0070] 34 比较器 [0071] 35 功率开关级 [0072] 36 LC低通滤波器 [0073] 40 正弦-余弦调制器 [0074] 41 积分器 [0075] 42 积分器 [0076] 43 比较器 [0077] 44 比较器 [0078] 45 功率开关级 [0079] 46 LC低通滤波器 |
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