极性调制器 |
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| 申请号 | CN201380033067.9 | 申请日 | 2013-06-18 | 公开(公告)号 | CN104412555A | 公开(公告)日 | 2015-03-11 |
| 申请人 | 意法爱立信有限公司; | 发明人 | 亨德里克·维萨; 罗兰·海嘉; | ||||
| 摘要 | 一种极性 调制器 (200)包括：调制发生器(10)，被设置为产生 相位 调制数据和振幅调制数据；和相位调制级(20)，被设置为产生相位调制PM载波 信号 和PM 时钟信号 ，其中PM载波信号具有PM载波信号 频率 ，PM时钟信号具有PM时钟信号频率，且PM载波信号频率高于PM时钟信号频率，PM载波信号和PM时钟信号通过相位调制数据被相位调制，以及相位调制级(20)包括可调延迟级(50)，被设置为将PM载波信号和PM时钟信号之间的相对延迟调整到目标值。极性调制器(200)还包括：重定时 电路 (40)，被设置为通过使用PM载波信号对PM时钟信号进行重定时来产生振幅调制AM时钟信号；振幅调制级(30)，被设置为采用AM时钟信号以将振幅调制数据钟控至振幅调制级(30)中以及被设置为使用振幅调制数据来振幅调制PM载波信号；误差检测级(60)，被设置为产生AM时钟信号与目标条件的第一偏差的大小的指示；以及控制级(70)，被设置为通过控制可调延迟级(50)对相对延迟的调整，确定所述相对延迟的最大化第一偏差的大小的第一值并将偏移应用到所述相对延迟的第一值，来选择所述相对延迟的目标值。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种极性调制器(200)，包括： |
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| 说明书全文 | 极性调制器技术领域[0001] 本公开涉及一种极性调制器、包括极性调制器的无线通信装置和校准极性调制器的方法。本公开尤其但不排他地应用于无线通信设备。 背景技术[0003] 极性调制器使得用于非恒定包络信号的发送器能够以功率高效的方式实现。在极性调制器中，调制信号的相位分量和振幅分量分别被处理。载波信号通过相位分量被相位调制。相位调制的载波信号具有恒定的振幅，因此可以在功率高效放大器中被放大。振幅调制应用于在放大后的相位调制的载波信号。 [0004] 因此，需要一种改进的极性调制器。发明内容 [0005] 根据第一方面，提供了一种极性调制器，包括： [0006] 调制发生器，所述调制发生器被设置为产生相位调制数据和振幅调制数据； [0007] 相位调制级，所述相位调制级被设置为产生相位调制PM载波信号和PM时钟信号，其中 [0008] 所述PM载波信号具有PM载波信号频率，所述PM时钟信号具有PM时钟信号频率，且所述PM载波信号频率高于所述PM时钟信号频率， [0009] 所述PM载波信号和所述PM时钟信号通过所述相位调制数据被相位调制，以及[0010] 所述相位调制级包括可调延迟级，所述可调延迟级被设置为将所述PM载波信号和所述PM时钟信号之间的相对延迟调整到目标值； [0011] 重定时电路，所述重定时电路被设置为通过使用所述PM载波信号对所述PM时钟信号进行重定时来产生振幅调制AM时钟信号； [0012] 振幅调制级，所述振幅调制级被设置为采用所述AM时钟信号以将所述振幅调制数据钟控至所述振幅调制级中以及被设置为使用所述振幅调制数据来振幅调制所述PM载波信号； [0013] 误差检测级，所述误差检测级被设置为产生所述AM时钟信号与目标条件的第一偏差大小的指示；以及 [0014] 控制级，所述控制级被设置为通过控制所述可调延迟级对相对延迟的调整，确定最大化所述第一偏差大小的相对延迟的第一值并将偏移应用到相对延迟的第一值，来选择相对延迟的目标值。 [0015] 根据第二方面，提供了一种校准极性调制器的方法，包括： [0016] 产生相位调制数据； [0017] 产生相位调制PM载波信号和PM时钟信号，其中 [0018] 所述PM载波信号的频率高于所述PM时钟信号的频率， [0019] 所述PM载波信号和所述PM时钟信号通过所述相位调制数据被相位调制，[0020] 通过使用所述PM载波信号对所述PM时钟信号进行重定时来产生振幅调制AM时钟信号； [0021] 产生所述AM时钟信号与目标条件的第一偏差的大小的指示； [0022] 调整所述PM载波信号和所述PM时钟信号之间的相对延迟以确定所述相对延迟的最大化所述第一偏差的大小的第一值； [0023] 通过将偏移应用到所述相对延迟的第一值来选择所述相对延迟的目标值； [0024] 调整所述相对延迟到所述目标值。 [0025] 因此，PM载波信号和PM时钟信号之间的、最大化AM时钟信号与目标条件的偏差的相对延迟的值被确定，以及相对延迟的目标值被选择，该目标值从该确定的值偏移。当目标条件是罕见事件的结果时，通过初始确定PM载波信号和PM时钟信号之间的相对延迟值，该相对延迟值导致可被更快和更可靠确定的更频繁的事件，之后选择从所确定的值偏移的相对延迟的目标值，这可减少选择相对延迟的目标值所需的时间，提高目标值的可靠性。因此，选择作为目标值的相对延迟的偏移值，可导致时钟信号满足目标条件。 [0026] 所述误差检测级可以被设置为产生所述AM时钟信号与所述目标条件的第二偏差的大小的指示，其中所述第一偏差和所述第二偏差具有相反的极性；以及所述控制级可以被设置为确定所述相对延迟的最大化所述第二偏差的大小的第二值以及可以被设置为选择所述相对延迟的第一值和第二值之间的差异的40％至60％的范围内的偏移。类似地，该方法可包括产生所述AM时钟信号与所述目标条件的第二偏差的大小的指示，其中所述第一偏差和所述第二偏差具有相反的极性；以及确定所述相对延迟的最大化所述第二偏差的大小的第二值以及选择所述相对延迟的第一值和第二值之间的差异的40％至60％的范围内的偏移。因此，导致AM时钟信号与目标条件的正最大偏差和负最大偏差(或反之亦然)的相对延迟的第一和第二值可被确定，相对延迟的目标值可被选择为相对延迟的第一和第二值之间的基本上中间值，其中AM时钟信号与目标条件的偏差可接近零。该特征可导致更可靠的相对延迟的目标值。 [0027] 该偏移可在PM载波信号的周期的40％至60％范围内。因此，当AM时钟信号与目标条件的偏差由信号(包括PM载波信号，其为周期信号)的不期望的时序关系引起时，该偏移可基本上为PM载波信号的周期的一半。该特征可提供简单的选择偏移为常量的方式。 [0028] 所述目标条件可为百分之五十的占空比。定时误差可导致AM时钟信号具有偏离目标值50％的占空比。在这种情况下，第一偏差和/或第二偏差可指示AM时钟信号的占空比高于或低于50％的偏离程度。该特征使得可以低复杂度地确定第一偏差和/或第二偏差。 [0029] 所述误差检测级可被设置为产生作为AM时钟信号的平均值的大小的指示。类似地，该方法包括产生作为AM时钟信号的平均值的大小的指示。AM时钟信号的平均值的指示可被低复杂度地提供，从而使得可以低复杂度地确定第一偏差和/或第二偏差。 [0030] AM时钟信号可具有差分格式，所述差分格式包括第一差分分量和第二差分分量，其中所述目标条件可为所述第一差分分量和所述第二差分分量的极性的同时切换。该差分格式和这种目标条件使得可以低复杂度地确定AM时钟信号与目标条件的偏差和偏差大小。 [0031] 所述误差检测级可被设置为产生作为所述AM时钟信号的所述第一差分分量和所述第二差分分量的逻辑与函数的平均值的大小的指示。类似地，该方法可包括产生作为所述AM时钟信号的第一差分分量和第二差分分量的逻辑与函数的平均值的大小的指示。该特征使得可以低复杂度地实现误差检测级。 [0032] 所述重定时电路可包括锁存器，所述锁存器被设置为通过使用PM载波信号的边沿锁存PM时钟信号来使用PM载波信号对PM时钟信号进行重定时。类似地，该方法可包括通过使用PM载波信号的边沿锁存PM时钟信号来使用PM载波信号对PM时钟信号进行重定时。该特征使得可以低复杂度地实现重定时电路。 [0033] 所述可调延迟级可被设置为通过数字序列发生器调整PM载波信号和PM时钟信号之间的相对延迟，所述数字序列发生器被设置为调整PM载波信号的相位和占空比中的至少一个。类似地，该方法可包括通过数字序列发生器调整PM载波信号和PM时钟信号之间的相对延迟，所述数字序列发生器被设置为调整PM载波信号的相位和占空比中的至少一个。数字序列发生器的使用提供了可重复的、可靠的、低复杂度的可调延迟级的实现。 [0034] 所述数字序列发生器可被设置为产生多个数字序列，每个数字序列对应于PM载波信号的相位和占空比的不同组合，其中所述控制级可包括查找表，所述查找表将每个数字序列映射到相对延迟的值。类似地，该方法可包括通过从多个数字序列中选择一个数字序列以及采用将每个数字序列映射到相对延迟值的查找表来调整PM载波信号的相位和占空比中的至少一个，每个数字序列对应于PM载波信号的相位和占空比的不同组合。这样的查找表提供了根据由可调延迟级提供的相对延迟的目标值确定数字序列的目标值的低复杂度的方式。 [0035] 所述可调延迟级可被设置为通过改变所述数字序列发生器的供电电压和供电电流中的至少一个来调整PM载波信号和PM时钟信号之间的相对延迟。类似地，调整PM载波信号和PM时钟信号之间的相对延迟可包括改变所述数字序列发生器的供电电压和供电电流中的至少一个。该特征可通过使相对延迟以比通过仅仅改变数字数列得到的增量更小的增量被控制，使得由可调延迟级提供的相对延迟的目标值可被更可靠地确定。 [0036] PM载波信号频率可为PM时钟信号频率的至少八倍。PM载波信号频率可由所需的传输频率确定，PM时钟信号使用较低的频率可减少功率消耗并为振幅和相位调制数据提供足够的采样率。可选地，可以使用PM载波信号频率和PM时钟信号频率之间的更小的比值。 [0037] 所述调制发生器可以以依赖于PM时钟信号频率的速率产生相位调制数据和振幅调制数据。类似地，该方法可包括以依赖于PM时钟信号频率的速率产生相位调制数据和振幅调制数据。这有利于振幅调制数据与相位调制数据的同步。 [0038] 根据第三方面，提供了一种发送器，包括根据第一方面的极性调制器。 [0040] 现将参考附图仅通过示例的方式描述优选的实施方式，其中： [0041] 图1是极性调制器的示意性框图； [0042] 图2是极性调制器的更详细的示意性框图； [0043] 图3是直接数字合成器的示意性框图； [0044] 图4示出了由直接数字合成器产生的数字序列； [0045] 图5是校准极性调制器的方法的流程图； [0046] 图6是示出定时误差对电源和数字序列的依赖性的图表； [0047] 图7是重定时电路的示意性框图； [0048] 图8是替选的重定时电路的示意性框图； [0049] 图9是示出针对集成电路极性调制器的不同样本的定时误差对数字序列的依赖性的图表； [0050] 图10是误差检测级的示意性框图； [0051] 图11是替选的误差检测级的示意性框图； [0052] 图12是振幅调制级的示意性框图； [0053] 图13是振幅调制级的单元的示意性框图； [0054] 图14示出了振幅调制数据以及具有定时误差和没有定时误差的AM时钟信号的计算机模拟波形； [0055] 图15示出了具有定时误差和没有定时误差的振幅调制数据的计算机模拟波形； [0056] 图16示出了振幅调制级内具有定时误差和没有定时误差的计算机模拟波形； [0057] 图17至图19示出了针对相对延迟值范围和误差检测级的不同实施方式的误差信号图； [0058] 图20示出了针对相对延迟值范围的脉冲的计数；以及 [0059] 图21是无线通信装置的示意性框图。 具体实施方式[0060] 参考图1，适合采用数字电路实现的极性调制器100包括调制发生器10，该调制发生器10具有用于接收待发送的数据的第一输入端12。调制发生器10从待发送的数据产生数字形式的调制信号的振幅调制数据和相位调制数据。调制发生器10的第一输出端14联接至相位调制级20的输入端22，用于传送相位调制数据。相位调制级20使用相位调制数据对载波信号进行相位调制，并在相位调制级20的第一输出端24处传送相位调制的(PM)载波信号。调制发生器10的第二输出端16联接至振幅调制级30的第一输入端32，用于传送振幅调制数据。相位调制级20的第一输出端24联接至振幅调制级30的第二输入端34，用于传送PM载波信号，该PM载波信号将由振幅调制级30使用振幅调制数据进行振幅调制。相位调制数据和振幅调制数据由调制发生器10以一定速率产生，该速率由相位调制的时钟信号(简称PM时钟信号)确定。PM时钟信号由相位调制级20产生，可从相位调制级20内产生载波信号的振荡器中获得。载波信号的频率例如为2.4GHz，以及PM时钟信号的频率，或更确切地说是中心频率，例如为300MHz。相位调制级20的用于传送PM时钟信号的第二输出端26联接至调制发生器10的第二输入端18。振幅调制级30的输出端38传送用于传输的相位和振幅调制的载波信号。 [0061] 相位和振幅调制的载波信号的频谱纯度可通过控制相位调制数据和振幅调制数据的相对时序来控制。然而，延迟的不确定性，特别是在产生相位和振幅调制数据以及产生PM载波信号和PM时钟信号中的延迟的不确定性，可导致频谱杂质。如果振幅调制级30包括锁存器以使用出现在振幅调制级30的第二输入端34的PM载波信号的边沿锁存出现在振幅调制级30的第一输入端32的振幅调制数据，则如果振幅调制数据的变化与PM载波信号的转变一致，可能产生特定的问题，其可引入与PM载波信号的周期对应的锁存时间上的不确定性。因此，有时振幅调制数据可以被较晚锁存至振幅调制级30。特别地，本公开解决了这种极性调制器的时序方面。 [0062] 参考图2，极性调制器200包括以上参考图1描述的联接在一起的调制发生器10、相位调制级20和振幅调制级30。以下对这些元件的结构和操作进行更详细说明。图2的极性调制器200还包括重定时电路40、误差检测级60和控制级70。 [0063] 重定时电路40具有联接至相位调制级20的第一输出端24的第一输入端42，用于接收PM载波信号，以及具有联接至相位调制级20的第二输出端26的第二输入端44，用于接收PM时钟信号。重定时电路重定时(即调整)PM时钟信号的转变以与PM载波信号的转变一致，并在重定时电路40的输出端48传送重定时后的信号，称为振幅调制(AM)时钟信号。AM时钟信号的频率，或更确切地说是中心频率，与PM时钟信号的中心频率相同，在本例中为300MHz。重定时电路40的输出端联接至振幅调制级30的第三输入端36和误差检测级60的输入端62。 [0064] 相位调制级20包括数字控制振荡器(DCO)21，该数字控制振荡器21具有联接至调制发生器10的第一输出端14的输入端。DCO 21产生具有12GHz的中心频率的DCO信号，以及DCO信号的相位被相位调制数据调制。DCO 21的输出端联接至除法器23，除法器23将DCO信号除以40并将具有300MHz的中心频率的PM时钟信号传送至相位调制级26的第二输出端26。 [0065] 相位调制级20还包括可调延迟级50，可调延迟级50包括直接数字合成器(DDS)51和可控电源(PSU)53。DCO 21的输出端联接至DDS 51的输入端56。参考图3，DDS51包括移位寄存器(SR)55，该移位寄存器55具有联接至DDS 51的输入端56的时钟输入端且具有联接至移位寄存器55的输入端的输出端，使得当移位寄存器55由DCO信号钟控时，移位寄存器中的数字序列循环。例如，10级移位寄存器包含10位数字序列，且DCO信号具有12GHz的中心频率，数字序列以1.2GHz频率循环。DDS 51具有序列选择器(SEQ)57，该序列选择器57具有联接至DDS 51的控制输入端52的输入端用于选择数字序列、和联接至移位寄存器55的加载输入端的输出端用于加载所选择的数字序列到移位寄存器。 [0066] 移位寄存器的输出端处信号的频率、相位和占空比依赖于加载到移位寄存器的序列。参考图4，第一行包含比特数0到9，表示10级移位寄存器的每级，第二行包含当设置为二进制“1”时十级中的每一级的对应的十进制值。之后，可加载到移位寄存器的十个数字序列显示为十行。当周期性考虑时，十个数字序列中的每个数字序列包括两次5位序列，因此5位序列每五个DCO信号周期重复一次，提供除以5。十个数字序列提供了五个不同相位和两个不同占空比，两个不同占空比提供了涵盖PM时钟信号的周期的延迟增量范围。通常，延迟增量的范围优选涵盖PM时钟信号的周期的至少90％，更优选为100％。倒数第二列示出了十个数字序列中的每个数字序列的占空比。例如，第一个数字序列是1100011000，因此提供了40％的占空比。倒数第二列的前面一列示出了十个数字序列中的每个数字序列的等效十进制值，这些十进制值可在DDS 51的控制输入端52提供，用于选择十个数字序列中的一个数字序列。替选地，十个数字序列可存储在DDS 51中，每个数字序列可使用在DDS51的控制输入端52的不同值进行选择。图4的最后一列示出了延迟增量，作为PM时钟信号的周期的比例。DDS 51还包括联接至移位寄存器55的输出端的占空比调整级(％)59以例如通过提前和延迟数字序列的上升沿和下降沿将数字序列的占空比转换至50％。再次参考图2和3，占空比调整级59的输出端联接至DDS 51的输出端58以传送PM载波信号，以及DDS 51的输出端58联接至相位调制级20的第一输出端24。因此，PM载波信号在相位调制级20的第一输出端24被传送，并包括十个数字序列中选择的一个数字序列，该一个数字序列被重复和调整以具有50％的占空比。数字序列的五个不同相位使得PM载波信号的时序能够以对应于DCO信号的一个周期(或等于PM载波信号的周期的五分之一)的增量被调整。例如，当PM载波信号的频率为2.4GHz时，DCO信号的频率为12GHz，以及定时增量为83.3ps。 [0067] 再次参考图2，PSU 53联接至DDS 51的电源输入端54用于提供电压和/或电流给DDS 51。电压和/或电流通过PSU 53的控制输入端49是可选择的。通过改变电压和/或电流，可以控制PM载波信号的上升时间和下降时间，从而调整PM载波信号的转变时间。在这个例子中，该调整的范围约40ps。 [0068] 误差检测级60具有联接至重定时电路的输出端48的输入端62，用于接收AM时钟信号，和具有联接至控制级70的输入端72的输出端64，用于传送AM时钟信号与目标条件的偏差大小的指示，即误差信号。控制级70具有联接至DDS 51的控制输入端52的第一输出端74和联接至PSU 53的控制输入端56的第二输出端76。控制级70选择十个数字序列中加载到DDS 51的移位寄存器中的数字序列，选择由PSU 51提供的电压和/或电流，从而控制由可调延迟50提供的延迟。在这种方式下，控制级70控制PM载波信号和PM时钟信号之间的相对延迟。通过控制PM载波信号和PM时钟信号之间的相对延迟，并监控由误差检测级60传送的指示，即在下面更详细描述的误差信号，控制器70通过确定和选择由可调延迟级50提供的延迟的目标值来校准极性调制器200。由可调延迟级50提供的延迟的目标值可被认为是由可调延迟级50提供的延迟的操作值，由对极性调制器200的校准引起并用于在校准后对极性调制器200的操作。 [0069] 参考图5，校准极性调制器200的方法开始于步骤400中的初始化极性调制器200。该初始化受控制级70的控制且包括选择在校准期间使用的相位调制数据和振幅调制数据、选择由PSU 53提供的电压和电流的初始值、选择DDS 51中的数字序列的初始值、初始化校准方法所需的变量、并禁用振幅调制级30的输出端38，使得在校准过程中，功率并不从极性调制器200可以联接的天线发射。针对校准，可通过设置振幅调制数据为零而将输出功率设置为零。然后，流程进入步骤405，在步骤405中，由相位调制级20产生PM载波信号和PM时钟信号，导致调制发生器10产生相位调制数据和振幅调制数据。然后，流程进入步骤410，在步骤410中，由重定时电路40产生AM时钟信号，以及振幅调制级30使用AM时钟信号来将振幅调制数据钟控至振幅调制级30。 [0070] 然后，在步骤415，循环过程开始，其中，误差检测级60估计AM时钟信号与目标条件的偏差，并产生AM时钟信号与目标条件的偏差大小的指示。误差检测级和不同目标条件的实施方式描述如下。 [0071] 在步骤425中，控制级70测试在步骤415中估计的当前偏差是否超过先前记录的正偏差值，记为第一变量，若是，在步骤430中设置第一变量为当前偏差值以及设置第二变量为当前数字序列值，若否，在步骤435测试在步骤415中估计的偏差是否小于先前记录的负偏差值，记为第三变量，若是，在步骤440设置第三变量为当前偏差值以及设置第四变量为当前数字序列值。第一变量和第二变量在步骤400的初始化期间被初始化为零。 [0072] 从步骤440或步骤435，流程进入步骤445，在步骤445，执行测试以确定循环过程是否已经针对由PSU 53提供的电流值和电压值以及由DDS 52产生的数字序列的所有组合完成。由PSU 53提供的电流值和电压值提供了对由DDS 51提供的延迟值的插值，即，使延迟的值插入由DDS 51提供的延迟值。如果循环过程尚未针对所有可能的组合完成，在步骤445中选择电流、电压和数字序列的另一组合以及流程返回到步骤415以利用新的组合执行循环过程的新的迭代。在循环过程针对所有可能的组合完成后，确定在步骤415估计的偏差的最大值和最小值的第一变量和第三变量，以及对应数字序列的第二变量和第四变量。 [0073] 当循环过程针对电流、电压和数字序列的所有可能的组合完成时，流程进入步骤450，在步骤450，控制级70针对DDS 51中的数字序列选择目标值，因此针对由可调延迟级提供的延迟选择目标值。针对DDS 51中的目标值，选择数字序列，其提供了可调延迟级50中的延迟，该延迟从由存储在第二变量中的数字序列提供的延迟偏移并与从存储在第四变量中的数字序列提供的延迟偏移。例如，针对DDS 51选择的数字序列的目标值可对应于提供在由存储在第二变量中的数字序列提供的延迟与由存储在第四变量中的数字序列提供的延迟之间的基本中间(例如在40％到60％的范围内)的延迟的数字序列。为了能够选择延迟和数字序列的目标值，控制级70包括将每个数字序列映射到由可调延迟级50提供的延迟值(即，使每个数字序列与由可调延迟级50提供的延迟值相关)的查找表71。例如，控制级70可读取存储在第二变量和第四变量中的数字序列，采用查找表71来确定对应的延迟值，计算出所需的偏移延迟值，并采用查找表71来确定将提供所需的偏移延迟值的数字序列。在图4中，最后一列提供了延迟值的示例，作为PM载波信号的周期的比例，在0至0.9的范围内以0.1递增。 [0074] 参考图7，重定时电路40的第一实施方式包括上升沿锁存器41，该上升沿锁存器41具有联接至重定时电路40的第一输入端42的数据输入端(D)、联接至重定时电路40的输出端48的数据输出端(Q)以及联接至重定时电路40的第二输入端44的时钟输入端(CLK)。重定时电路42的第一输入端42处的PM时钟信号在施加到重定时电路40的第二输入端44的PM载波信号的下一个上升沿被传输至重定时电路40的输出端48。然而，如果该PM时钟信号的转变与PM载波信号的上升沿同时或几乎同时发生，该转变不会被传输至重定时电路40的输出端48直到PM载波信号的一个周期后的PM载波信号的上升沿。因此，额外的延迟被插入AM时钟信号，从而导致AM时钟信号的定时误差，这可以导致由振幅调制级30执行的振幅调制的定时抖动，以及特别导致相位调制和振幅调制之间的定时不匹配。 这种定时误差、定时抖动或定时不匹配会引起在振幅调制级30的输出端38处的振幅和相位调制的载波信号的不期望的频谱杂质。 [0075] 参考图8，可在PM载波信号具有差分格式时使用的重定时电路40的第二个实施方式，除了参考图3所描述的上升沿锁存器41外，还包括联接至锁存器41的数据输出端Q和重定时电路40的输出端48之间的下降沿锁存器43。重定时电路40的第二输入端44具有正差分分量44+和负差分分量44-。上升沿锁存器41的时钟输入端联接至重定时电路40的第二输入端44的正差分分量44+。下降沿锁存器43具有联接至上升沿锁存器41的数据输出端(Q)的数据输入端(D)、联接至重定时电路40的输出端48的数据输出端(Q)、以及联接至重定时电路40的第二输入端44的负差分分量44-的时钟输入端(CLK)。在重定时电路40的该第二实施方式中，在重定时电路42的第一输入端42处的PM时钟信号在施加到重定时电路40的第二输入端44的PM载波信号的正差分分量的每个上升沿时被传输至下降沿锁存器43的数据输入端D，并在施加到重定时电路40的第二输入端44处的PM载波信号的负差分分量的每个上升沿时被传输至重定时电路40的输出端48。然而，如果PM时钟信号的转变与PM载波信号的上升沿同时或几乎同时发生，则该传输中的任一者或两者不会发生，直到PM载波信号的一个周期后的PM载波信号的边沿。与重定时电路40的第一实施方式的情况相同，额外的延迟被插入AM时钟信号，从而导致AM时钟信号的定时误差，这可以导致由振幅调制级30执行的振幅调制的定时抖动，以及特别导致相位调制和振幅调制之间的定时不匹配。再一次，这种定时误差、定时抖动或定时不匹配会引起在振幅调制级30的输出端38处的振幅和相位调制的载波信号的不期望的频谱杂质。 [0076] 在极性调制器200的变型中，误差检测级60的输入端62可联接至参考图8描述的重定时电路40的上升沿锁存器41的数据输出端(Q)，而不联接至参考图8描述的重定时电路40的输出端48。这对应于误差检测级60的输入端62联接至参考图7描述的重定时电路40的输出端48。 [0077] 定时误差的发生可通过对由可调延迟级50提供的延迟的适当选择来减少或消除。然而，定时误差，在极性调制器200的所有实现中不可能始终相同，因此需要校准装置来选择合适的延迟，或相应地DDS 51中的数字序列的合适值。在极性调制器200可由集成电路实现的情况下，在不同的芯片中定时误差可能会有所不同。图9示出了针对6个芯片样本a)至f)，以及针对DDS 51中的各数字序列的值，当由每个芯片样本产生的振幅和相位调制的载波信号被测量100次时，发现存在频谱杂质的次数。针对这些芯片样本，用于减少或消除定时误差的发生的数字序列的合适值是十进制792，因为这个值与定时误差发生最频繁的值相距最远，虽然其它值可能更适合其它芯片样本。 [0078] 用于校准的迭代方法可用来确定延迟和数字序列的合适值，轮流加载每个数字序列到DDS 51并计数定时误差的发生。然而，由于定时误差可以是罕见的事件，因此当接近数字序列的最优值时，确定定时误差的发生，或定时误差的缺失可能是缓慢的。因此，使用替选方法，在该方法中迭代被使用以确定延迟和数字序列的不合适值，该不合适值导致定时误差的高发生，之后选择从不合适值偏移的延迟和数字序列的目标值，其中该偏移被选择以确保或提供目标值将导致罕见的或零定时误差的高的可能性。在一个实施方式中，导致定时误差的高发生的延迟和数字序列的单个值被确定，之后选择从不合适值偏移的延迟和数字序列的目标值。通常，这样的偏移可以在PM载波信号的周期的40％到60％的范围内。在另一实施方式中，导致定时误差的高发生的延迟和数字序列的两个值被确定，这两个值对应于AM时钟信号的与目标条件的正偏差和负偏差，之后延迟的目标值被大体选择为这两个值之间的中间值，即在这两个值的40％到60％的范围内。 [0079] 参考图10，该误差检测级60的第一个实施方式包括平均级61，该平均级61具有联接至误差检测级60的输入端62的输入端和联接至误差检测级60的输出端64的输出端。平均级61通过平均化AM时钟信号，在其输出端产生AM时钟信号的占空比的指示。在上述定时误差不存在的情况下，AM时钟信号具有目标占空比，如50％。目标占空比是AM时钟信号的目标条件的一个例子。当AM时钟信号是具有50％的目标占空比的双电平信号时，其平均值为AM时钟信号的两个电平之间的中间值。定时误差会导致AM时钟占空比偏离目标占空比，并由此导致AM时钟信号的平均值相对AM时钟信号的两个电平之间的中间值偏离指示占空比的量。AM时钟的占空比与目标占空比的偏差(包括符号和大小)的指示，作为误差信号在误差检测级60的输出端64传送。 [0080] 参考图11，该误差检测级60的第二个实施方式包括逻辑与门63和平均级65。误差检测级60的输入端62具有差分格式，包括正差分分量62+和负差分分量62-，用于接收差分格式的AM时钟，这些正差分分量62+和负差分分量62-分别联接至与门63的第一输入端和第二输入端。与门63的输出端联接至平均级65的输入端，以及平均级65的输出端联接至误差检测级60的输出端64。在定时误差不存在的情况下，AM时钟的差分分量将具有同时但相反的极性变化，即，AM时钟的正差分分量从最小值到最大值的转变将与AM时钟的负差分分量从最大值到最小值的转变同时发生。这些转变的同时发生是AM时钟信号的目标条件的另一个例子。在该目标条件下，与门63的输出将是逻辑零。定时误差的出现会导致这些转变不再同时发生，以及与门63的输出将传送脉冲，该脉冲的持续时间指示AM信号与目标条件的偏差大小。脉冲的符号，即，极性或方向，指示AM信号与目标条件的偏差的符号，即指示AM时钟信号中哪个差分分量具有更早的转变。平均级65形成平均值和在与门63的输出端的脉冲符号的指示，并将该指示作为误差信号在误差检测级60的输出端64传送。 [0081] 参考图12，示出了振幅调制级30的实施方式和重定时电路40的第三个实施方式。振幅调制数据作为字流被提供给振幅调制级30的第一输入端32，每个字包括N位，其中N可以是例如5、6或8，但是可以使用其它N值。图11的振幅调制级30包括提供放大和数字模拟转换的单元310(i,j)的阵列。每个单元310(i,j)接收振幅调制数据的字的一位，并针对具有二进制值“1”的每一位，以PM时钟信号的频率产生脉冲流。例如，当PM时钟信号的频率为AM时钟信号的频率的八倍时，振幅调制数据的具有二进制值“1”的每一位将导致在振幅调制级30的输出端38处的PM时钟信号的频率的8个脉冲流。通过以对应于PM时钟信号的周期的一半的增量延迟振幅调制数据来提供插值。脉冲流在输出总线上相加并在振幅调制级30的输出端38传送。索引i指定单元310(i,j)处理的振幅调制数据的字的位，索引j指定已经应用到单元310(i,j)处理的振幅调制数据的字的位的延迟增量数。因此，索引i具有0到N-1的范围，索引j具有0到M的范围，其中，M是最大延迟增量数，例如16。在图12中，振幅调制数据字的位表示为阵列A(i,j)，其中索引i指定振幅调制数据字的不同位，索引j指定已经应用到振幅调制数据字的位的延迟增量数。 [0082] 每个单元310(i,j)具有相同的结构，如图13所示的通用的单元310(i,j)。参考图13和图12，单元310(i,j)具有第一输入端312(i,j)、第二输入端314(i,j)、第三输入端316(i,j)、第一输出端318(i,j)和第二输出端320(i,j)。单元310(i,j)具有锁存器311(i,j)和逻辑与门313(i,j)。 [0083] 锁存器311(i,j)的第一输入端联接至单元310(i,j)的第一输入端312(i,j)，用于接收和锁存振幅调制数据的数据位A(i,j)。锁存器311(i,j)的输出端传送锁存的数据位A(i,j+1)给单元310(i,j)的第一输出端318(i,j)和与门313(i,j)的第一输入端。起始单元310(i,0)，即接收还未被锁存在振幅调制级30中的数据位A(i,0)的单元，具有联接至振幅调制级30的第一输入端32的第一输入端312(i,0)。随后的单元310(i,j>0)，即接收通过锁存已经被延迟的数据位A(i,j>0)的单元，具有联接至前面的单元310(i,j-1)的第一输出端318(i,j)的第一输入端312(i,0)。 [0084] 锁存器311(i,j)的第二输入端联接至单元310(i,j)的第二输入端314(i,j)，用于接收AM时钟信号，该AM时钟信号可由表示为AMCLK(j)的延迟增量来提供。与门313(i,j)的第二输入端联接至单元310(i,j)的第三输入端316(i,j)，用于接收PM载波信号。j为偶数的单元310(i,j)接收PM载波信号的正差分分量，j为奇数的单元310(i,j)接收PM载波信号的负差分分量。与门313(i,j)的输出端联接至单元310(i,j)的第二输出端320(i,j)，用于传送脉冲流。j为偶数的单元310(i,j)的第二输出端320(i,j)联接至振幅调制级30的输出端38的正差分分量，提供极性调制器200的输出的正差分分量。j为奇数的单元310(i,j)的第二输出端320(i,j)联接至振幅调制级30的输出端38的负差分分量，提供极性调制器200的输出的负差分分量。振幅调制级30的输出端38的正分量和负分量作为用于对单元310(i,j)的第二输出端320(i,j)的信号求和的总线。 [0085] 继续参考图12，重定时电路40的第三个实施方式被设置为用于接收差分格式的PM载波信号，并包括联接至重定时电路40的第二输入端44的一连串上升沿锁存器41(j)，其中索引j具有零值和奇数值，上升沿锁存器由PM载波信号的正差分分量钟控，上升沿锁存器与下降沿锁存器43(j)交替，其中索引j具有零值和偶数值，下降沿锁存器由PM载波信号的负差分分量钟控。这一连串上升沿锁存器41(j)和下降沿锁存器43(j)形成了延迟线，在连续的上升沿锁存器41(j)和下降沿锁存器43(j)的输出端传送依次延迟了PM载波信号的半个周期的AM时钟信号。除了起始上升沿锁存器41(0)，上升沿锁存器41(j)和下降沿锁存器43(j)的输出端联接至具有相同j索引值的单元310(i,j)的第二输入端314(i,j)，即，对于奇数值j，连续的上升沿锁存器41(j)联接至连续的单元310(i,j)，对于偶数值j，连续的下降沿锁存器43(j)联接至连续的单元310(i,j)。误差检测级60的输入端62可联接至上升沿锁存器41(j)和下降沿锁存器43(j)的任一个的输出端。 [0086] 图14的曲线图(a)示出了在单元310(i,0)的锁存器311(i,0)的输入端的在二进制‘1’和二进制‘0’之间切换的振幅调制数据位A(i,0)的波形。图14的曲线图(b)和曲线图(c)示出了在单元310(i,0)的第二输入端314(i,0)传送的AM时钟信号AMCLK(0)的波形。曲线图(b)示出了具有定时误差的AM时钟信号AMCLK(0)，曲线图(c)示出了通过可调延迟级50的调整消除了定时误差的AM时钟信号AMCLK(0)。图14的曲线图(a)、的曲线图(b)和的曲线图(c)的实线和虚线分别示出了正差分分量和负差分分量。在这个例子中，在曲线图(b)中，定时误差导致AM时钟信号AMCLK(0)的负差分分量的下降沿出现得晚，在不同于正差分分量的上升沿的时间出现，且负差分分量的占空比不为50％。在曲线图(c)中，AM时钟信号AMCLK(0)的正差分分量和负差分分量的转变同时发生，且占空比为50％。在图14的例子中，定时误差并不导致由单元310(i,0)的锁存器311(i,0)锁存后的振幅调制数据位A(i,1)中的数据误差，但是导致占空比不为50％的振幅调制数据位A(i,1)。 [0087] 图15的曲线图(a)示出了在单元310(i,1)的锁存器311(i,1)的输出端处的在二进制‘1’和二进制‘0’之间切换的具有定时误差的振幅调制数据位A(i,1)波形，图15的曲线图(b)示出了在通过可调延迟级50的调整已经消除定时误差后的对应波形。实线和虚线分别示出了正差分分量和负差分分量。定时误差导致两个分量都具有偏离50％的占空比，正差分分量的上升沿和负差分分量的下降沿出现在不同的时间，反之亦然。在消除了定时误差后，正差分分量和负差分分量都具有50％的占空比，且正差分分量和负差分分量的转变同时发生。 [0088] 图16的曲线图(a)和(b)分别示出了提供给连续的单元310(i,0)和310(i,1)的AM时钟信号AMCLK(0)和AMCLK(1)，具有导致正差分分量的上升沿和负差分分量的下降沿出现在不同时间的定时误差。图16的曲线图(c)和(d)分别示出了当锁存器311(i,0)和311(i,1)分别由在图16的曲线图(a)和(b)中示出的AM时钟信号AMCLK(0)和AMCLK(1)钟控时，从单元310(i,0)和310(i,1)的第二输出端320(i,1)传送至振幅调制级30的输出端38的脉冲流。定时误差导致PM时钟信号的频率的九个脉冲流，被对应于七个脉冲的间隔隔开，且由单元310(i,0)和310(i,1)提供的脉冲流重叠。该重叠产生了在振幅调制级30的输出端38处的频谱杂质。如果该定时误差通过可调延迟级50的调整被消除，则每个脉冲流将包括被对应于八个脉冲的间隔隔开的八个脉冲，这是因为PM时钟信号的频率是AM时钟信号的频率的八倍。在图16中，用实线绘制的波形表示正差分分量以及用虚线绘制的波形表示负差分分量。 [0089] 图17示出了针对由可调延迟级50提供的延迟值范围15ps到35ps、在参考图10描述的误差检测级60的输出端64处的、在参考图7描述的重定时电路40的输出端48的AM时钟信号的平均值。在图17中，实线对应于AM时钟信号的正差分分量的平均值，虚线对应于AM时钟信号的负差分分量的平均值。在不存在定时误差的情况下，正差分分量和负差分分量的平均值都为550mV，但是在该延迟不足以防止定时误差出现时，该平均值针对正差分分量达到约680mV，针对负差分分量下降到约440mV。 [0090] 图18示出了针对由可调延迟级50提供的延迟值范围15ps到35ps、在参考图10描述的误差检测级60的输出端64处的、在参考图8描述的包含下降沿锁存器43的重定时电路40的输出端48的或在参考图12描述的重定时电路40的输出端48(0)的AM时钟信号的平均值。在图18中，实线对应于AM时钟信号的正差分分量的平均值，虚线对应于AM时钟信号的负差分分量的平均值。在不存在定时误差的情况下，正差分分量和负差分分量的平均值都为550mV，但是在该延迟不足以防止定时误差出现时，该平均值针对正差分分量达到约685mV，针对负差分分量下降到约410mV。 [0091] 图19的实线示出了针对由可调延迟级50提供的延迟值范围15ps到35ps、在参考图11描述的误差检测级60的输出端64处的、在参考图7描述的重定时电路40的输出端48处的AM时钟信号的平均值或在参考图7描述的重定时电路40的输出端48处的AM时钟信号的平均值或在参考图12描述的重定时电路40的输出端48(0)处的AM时钟信号的平均值。在不存在定时误差的情况下，该平均值为零，但是在该延迟不足以防止定时误差出现时，该平均值达到约135mV。图19的虚线示出了在参考图10描述的误差检测级60的输出端64处的、在参考图12描述的重定时电路40的输出端48(1)处的AM时钟信号的平均值。 在不存在定时误差的情况下，该平均值为零，但是在该延迟不足以防止定时误差出现时，该平均值达到约85mV。 [0092] 图20示出了针对由可调延迟级50提供的延迟值范围15ps到35ps、在单元310(i,j)的第二输出端320(i,j)处的、在AM时钟信号的两个周期上的或相等地在每个脉冲流中的脉冲数。在不存在定时误差的情况下，该脉冲数为8，这是因为PM时钟信号的频率为AM时钟信号的频率的八倍，但是在该延迟不足以防止定时误差出现时，该脉冲数增加到 9。事实上，用于检测定时误差的一种选择是对脉冲数进行计数并确定该计数值何时偏离目标值(例如在本例中为8)。 [0093] 参考图21，无线通信装置500(如移动电话)包括联接至双工滤波器520的天线。双工滤波器的输出端联接至接收器(RX)530的输入端，接收器530的输出端联接至基带处理器(BB)540的输入端。基带处理器540的输出端联接至极性调制器200的调制发生器10的第一输入端18，以及极性调制器200的振幅调制级30的输出端38联接至双工滤波器520的输入端。基带处理器540处理接收到的从接收器530传送的数据，并传送待发送数据给极性调制器200。 [0094] 其它变型和修改对于本领域技术人员来说是显而易见的。这样的变型和修改可以涉及已知的等效的其它特征，可替代本文中描述的特征或除本文中描述的特征之外额外地使用该特征。在各实施方式的上下文中描述的特征可在单一实施方式中组合提供。相反地，在单个实施方式的上下文中描述的特征也可独立地提供或以任何合适的子组合提供。 [0095] 应当注意，术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”或“一个”不排除多个，单个特征可实现在权利要求中记载的多个特征的功能以及权利要求中的附图标记不得被解释为限制权利要求的范围。还应当注意，图不一定按比例绘制；通常重点在于说明本发明的原理。 |
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