[0001] 本发明涉及一种极化调制设备，其中在分离的路径中处理输入信号的相位调制和幅度调制分量。

[0002] 在当前的功率放大器(PA)设计中，线性和功率效率是非常重要的需求。存在影响线性和效率需求的多个参数，例如压缩点、输出功率、可提供增益或精确度，这可由误差向量大小(EVM)来表示。几乎不可能同时优化所有的设计参数。例如，效率和线性需求是两个抵触的需求。原理上，高功率水平的线性增加会导致功率效率降低，而另一方面，低功率水平的效率增加会导致线性变差。

[0003] 上述问题对于具有幅度和相位调制(例如正交幅度调制(QAM))的无线通信系统而言变得越来越苛刻。尤其是对于使用正交频分复用(OFDM)作为调制方案的无线通信系统，由于OFDM信号具有确定了PA设计的其它参数的高峰值与平均值比(例如10dB)，所以上述问题变得更加严重。这种高峰值与平均值比对于所述OFDM通信系统的PA需要A类和AB类驱动方案。然而，使用A类和AB类会导致PA的效率的显著下降。例如，无线局域网(WLAN)PA需要在输出处提供19-21dBm量级的功率水平，并且必须满足具有20％或更高的功率辅助效率(PAE)的EVM需求。

[0004] 极化调制技术被发展以便于系统设计，以用于解决上述效率需求。极化调制器可独立地处理载波的幅度和相位信号，典型地与工作在切换模式的非线性功率放大器一起工作。线性运算的消除需要针对每个调制标准均能够最大化功率放大器的效率。在极化调制方案下，可以通过数字切换来实现多模式操作。

[0005] 图2示出了具有通过幅度灵敏DC-DC转换器60的包络跟踪的传统极化调制的示例。基带数字处理器80提供I和Q信号。使用锁相环(PLL)电路102和IQ相移电路104，由IQ混频器106、108将I和Q信号上变频至RF频率。在求和电路110处组合上变频的信号，然后经由带通滤波器40将组合的相位调制的信号提供给相位调制驱动器50。相位调制驱动器50将其提供给差分输出级，该差分输出级具有输入晶体管Q1和Q2、串联晶体管Q3和Q4、负载电感器L和杂散电感Ls。另一方面，从数模(D/A)转换器中产生包络调制信号EM，并提供给DC-DC转换器60，DC-DC转换器60将包络调制信号和偏置信号提供给输出级的电源端。在输出级处，包络调制信号与相位调制信号组合以产生放大极化调制信号，该信号经由用于阻抗匹配的匹配电路70而被提供给发射天线。在与串联晶体管Q3和Q4的基极相连的公共偏置控制端提供偏置输入。然而，相位和幅度信号的带宽大约是原始信号的带宽的3-5倍。该方法的问题在于DC-DC转换器60的跟踪带宽和这种设备的成本，DC-DC转换器60不能够跟踪快速的幅度调制信号。在传统方法中，相位调制驱动器50是离散方案，对于效率改进具有谐振负载。集成方案也是可以的，但是所花费的代价是以集成电感和电容器实现的谐振负载的面积。另一个需要解决的问题是功率控制和类别的控制，以提供适用于不同输入功率水平和效率需求的解决方案。

[0006] US2004/0219891A1公开了一种极化调制发射机电路，通过基于输出信号的相邻信道功率比(ACPR)的直接和间接反馈测量，控制其包络和相位调制操作之间的相对延迟，在其输出信号中具有缩减的ACPR。通过使用包括与功率放大器组合工作的驱动器放大器的分级放大器，提供扩展的发射功率控制范围，以进行所希望的包络调制。通过将调制供应信号提供给功率放大器电路，从输入包络调制信息信号中产生缩放的包络调制信号。

[0007] 其它概念使用CORDIC算法来产生幅度/相位分量并在射频(RF)(即在最后一级中)组合两个信号。为了实现该目的，在发射区域对输出晶体管进行了二进制加权，并且利用表示幅度调制的数字代码来导通或截止。该概念通过衰减和偏置控制而允许80dB动态范围的功率控制。该解决方案产生了能够以数字方式校正失真的可编程且可配置的解决方案。输出级工作在E类中，其由输出滤波器和匹配电路的操作而启用。电抗补偿技术允许进行宽带匹配和所需的E类操作。然而，该方法的缺点总结如下。

[0008] 尽管是E类操作，PA的测量效率只是38％。此外，需要扼流器(choke)或大电阻器以在开关之前的PA输入处提供正确的匹配。应该在偏置电路中使用提供PA中的偏置电流的大电阻器，以使得偏置电流的温度依赖性不会产生热耗散。然而，大电阻器或至少大扼流器体积大且难以集成。此外，针对幅度调制在输出处导通或截止晶体管将改变阻抗，因此改变PA和天线之间的输出匹配条件。这会导致功率效率下降。

[0009] 因此，本发明的目的是提供一种极化调制设备和方法，能够在成本降低的情况下跟踪快速幅度调制信号。

[0010] 本发明由独立权利要求限定。从属权利要求定义了有利实施例。

[0011] 因此，提供一种新概念的极化调制，使用静态DC-DC转换器和功率、效率或线性度受控的输出功率放大器。此外，所提出的经由偏置输入进行偏置控制能够增强功率控制和类-操作控制。因此所提出的解决方案可适用于不同的输入功率水平和效率需求。由于功率放大器输出处的DC-DC转换器可用作静态转换器，所以不再需要灵敏的AM跟踪。然而，如果OFDM应用需要，DC-DC转换器仍然可以实现一些包络跟踪功能。然而，不再需要大的带宽。可以跟踪快速变化的AM调制信号，因为共模回路的带宽在例如1GHz的范围内。

[0012] 此外，由于DC-DC转换器是静态转换器，所以在功率放大器电路的输出处不需要额外的切换组件，因此上述解决方案提高了差分功率放大器装置的线性度。

[0013] 幅度调制分量的输入可以具有恒定的偏置部分，这有助于控制适用于不同输入功率和效率需求的差分功率放大器的操作的类别。此外，相位调制分量的输入功率可以保持恒定，并且可以通过放大装置来控制差分功率放大器电路的输出功率。这提高了输出功率的控制范围(例如-50dBm...+30dBm)。

[0014] 放大电路可包括具有单位电压增益的至少一个电流放大器级。因此，放大器级的功率增益等于电流增益，并且可以数字地进行控制。因而控制级的增益直接地作用于功率增益，并因此作用于差分功率放大器装置的输出功率。

[0015] 根据第一方案，偏置控制电路可包括作为驱动器电路与差分功率放大器装置相连的推挽电路装置。相位调制分量可由放大级放大，并施加于推挽输出驱动器。在推挽驱动器中，可作为用于调制差分功率放大器装置的共模电流的共模信号而施加幅度调制分量。作为特定示例，可将幅度调制信号作为适用于基于电流镜像效应来调制差分功率放大器电路的共模电流的共模信号而施加于推挽电路装置。

[0016] 根据第二方案，偏置控制电路可包括混频电路装置，用于将幅度调制分量添加到差分功率放大器装置的共模电流。根据以供示例，混频电路装置可包括Gillbert单元。该第二方案提供了以下优点：差分功率放大器电路可实现为单独的离散元件，而混频电路装置可给离散的差分功率放大器装置提供所需的额外的幅度调制输入。

[0017] 根据第三方案，偏置控制电路可适用于给差分功率放大器装置的渥尔曼放大电路(cascode circuit)提供幅度调制分量。该措施对于CMOS(互补金属氧化物半导体)应用是有利的。

[0018] 在所有上述方案中，偏置控制电路可适用于根据数字控制。因而，数字控制的参数(例如功率、效率、调制和线性度)可提供对差分功率放大器装置的精确监控。

[0019] 此外，可提供功率控制装置，用于通过改变放大装置的至少一个尾电流，控制极化调制设备的功率。

[0020] 输入信号的同相分量和正交相位分量可由基带数字处理装置产生，并由转换装置转换以产生相位调制分量。这可通过提供IQ混频电路、零中频发射器电路和分数N混频器锁相环电路中的至少一个来实现。附图说明

[0021] 现在参考附图，基于实施例来描述本发明，附图中：

[0022] 图1示出了根据第一优选实施例的极化调制器电路的概念的示意框图；

[0023] 图2示出了传统极化调制器电路的框图；

[0024] 图3示出了根据第一优选实施例的具有推挽电路的极化调制电路的示意电路图；

[0025] 图4示出了根据第二优选实施例的具有混频器电路的极化调制电路的示意电路图；

[0026] 图5示出了基于第一优选实施例的根据第一实施方式的极化调制电路的增强框图；

[0027] 图6示出了基于第一优选实施例的根据第二实施方式的极化调制电路的增强框图；

[0028] 图7示出了基于第一优选实施例的根据第三实施方式的极化调制电路的增强框图；以及

[0029] 图8A和8B示出了根据第三优选实施例的差分功率放大器电路的两个示例的电路图。

[0030] 现在结合极化调制器装置来描述实施例，该极化调制器装置在例如蓝牙、UWB(超宽带)、WLAN(无线局域网)或GSM EDGE(改进数据率GSM服务)的无线通信系统中使用IQ调制。

[0031] 图1示出了根据第一优选实施例的对于幅度调制分量AM和相位调制分量PM具有分离路径的差分极化调制器概念的示意框图。相位调制分量PM由第一和第二放大或增益级10、12放大，并施加于推挽输出驱动器20。在推挽输出驱动器20中，作为调制差分PA30的共模电流的共模信号而施加幅度调制分量AM。两个增益级10、12可以是具有单位电压增益的电流放大器。因此，增益级10、12的功率增益等于电流增益，并且可以数字地进行控制。控制两个增益级10、12的增益直接作用于功率增益，并因此作用于PA30的输出功率。该概念提供了以下优点：PA30输出处的DC-DC转换器(图1中未示出)可实现为静态转换器。不再需要灵敏的AM跟踪。此外，由于DC-DC转换器的静态实现，所以在PA30输出处不需要额外的切换组件，因此可以提高PA30的线性度。

[0032] 图3示出了图1的示意框图的晶体管级别的实现的第一示例。PA30被实现为具有晶体管Q1-Q4以及电感器L作为负载的差分渥尔曼放大器。这里仅示出了一个增益级，因为增益级都是相同的。图3中左边部分的包括晶体管Q5-Q8的增益级是具有由晶体管Q7和Q8实现的有源负载的差分线性单元(differential tanslinear cell)。这些单元的特性在于放大信号的升/降时间和幅度之间的独立性。通过使电压摆幅较小(例如＜100mV峰峰差值)，这些单元可工作在低电压处，其增益由电阻器RB的值和尾电流控制。该增益解决的另一问题是图3的右边部分中输出级的地参考。中间的推挽电路的共漏极连接的晶体管Q9和Q10测量将增益级的晶体管Q7和Q8的发射极端子与推挽电路的晶体管Q9和Q10的基极端子相连的发射极输出晶体管输出处的共模，并产生用于偏置有源负载Q7和Q8的基极端子的纯净参考。因此，没有对正电源电压VCC的破坏。晶体管Q9和Q10的共模电流是输出级的PA中的偏置电流的复制。PA中的偏置电流可通过添加幅度调制分量AM来改变，便改变施加于共漏极连接的晶体管Q9和Q10的偏置电流IDC。推挽电路的晶体管Q12和Q11以推挽配置的方式驱动PA的输出晶体管Q1和Q2，以便对其大(寄生电容CBC(未示出)进行充电/放电。调制PA的输出信号的幅度的简单方法是与DC偏置电流IDC并行地提供电流DAC的输出。DC电流IDC控制PA的操作的类别，与所添加的幅度调制分量AM无关。通过增加增益级的尾电流，晶体管Q7和Q8中电流信号的幅度将增加，在输出晶体管Q1和Q2中产生差分信号复制。具有分别基于晶体管Q1/Q7和Q2/Q8的发射极面积比的增益因子的输出晶体管Q1和Q2中的信号电流的镜像效应有利于实现上述效果。通过控制增益级的尾电流Io来提供功率控制。在类别AB的输出PA中，输出级的偏置电流与输入功率指数相关。因此，DC电流IDC应该指数地跟踪由偏置电流Io控制的输入功率变化。为了便于控制和遵循指数律，功率和偏置控制可以是数字控制。在这种情况下，可以使用静态DC-DC转换器62来以有效方式向PA提供电源电压。通过监控输入功率，DC-DC转换器62可相应地提供更大或更小的电源电压。

[0033] 图4示出了根据第二优选实施例的晶体管级别的实现的电路图。通过如类别A和AB的情况一样在输出级中保持小偏置电流，图3中的渥尔曼晶体管Q3和Q4可由混频器电路替代，例如图4的Gillbert单元，其中在相应差分晶体管对D3和D4的基极端子处添加幅度调制分量AM。在输出级被当作单独的离散元件时，具有混频器电路的级联级可给离散PA提供所需的额外的幅度调制输入。在这种情况下，可以添加功率监视器和新片上BALUN。因此，所提出的差分渥尔曼PA将给负载匹配提供极佳的绝缘，并在输出处提供额外的自由度。通过级联，减小了驱动器电路的电容性负载。增益级提供功率增益，该功率增益取决于电流比但是与温度和工艺无关。还将低电压摆幅属性转移到PA的输入。每一级具有大带宽，并且每一增益级的升/降时间与温度无关。此外，需要推挽级以便实现输出级的基极端子的快速充电/放电，并且由低阻抗节点驱动输出级，使击穿电压增加到接近BVCB0。此外，ABCD控制或推顽疾的共模控制具有大带宽。这可以用于输出级的幅度调制。这种注入幅度调制分量AM的方式具有高线性度，并且消除了对灵敏DC-DC转换器的需要。ABCD输入还用于精确地控制PA的偏置电流，与温度无关。不同的操作类别是可能的A、AB、B、C和D(取决于负载)。总电路的电流增益取决于发射极面积比，因此在管芯上的温度相同时，与温度和工艺进展无关。此外，焊接线所给出的杂散电感Ls是设计的一部分，不会对差分模式增益有任何影响，并且降低共模增益，由于稳定原因而需要如此。芯片上的宽带和芯片外的窄带所实现的原理在多模/多标准方法的情况下是成功的。天线处需要的选择性可以由PIN或极陡变容二极管实现的可调带通滤波器来实现。

[0034] 图5示出了基于上述第一优选实施例的根据第一实施方式的极化调制电路的完整概念的增强框图。注意在，为了简洁，在这里不再描述已经结合图2的传统极化调制器所描述的多个模块。基带数字处理器80提供两相I/Q信号，该I/Q信号由IQ混频器106、108上变频至RF频率。相位调制分量P和幅度或包络调制分量ME被施加于增益级10、12和输出级。相位调制分量的输入功率恒定。包络调制分量EM由基带数字处理器80的D/A转换器产生，并施加于推挽级20的共模电路。因而产生额外的偏置电流。该电流取决于输入功率，并且以对数标度与之线性相关。功率控制PC改变第二增益级12的增益和PA输入处的功率。因此，也改变了PA的输出功率。

[0035] 图6示出了基于上述第一优选实施例的根据第二实施方式的具有零IF发射器(ZIF)的极化调制电路的完整概念的增强框图。作为PLL一部分的VCO 112具有1.5分频器114，作为具有50％占空比的负载(不是PLL的一部分)。其后是2分频器116，产生fVCO/3的正交信号。多相滤波器118产生相位0°、45°、90°、135°、180°和225°，用于控制两个次谐波混频器(SH)107、109的时钟输入。同样地，PA的VCO112和输出级并不工作在相同的频率处，并且它们可以并不是谐波相关的。结果，可以实现PA的VCO频率牵引的减少。

[0036] 图7示出了基于第一优选实施例的根据第三实施方式的极化调制电路的增强框图，其中通过针对相位调制使用分数N合成器PLL 120而进一步集成了极化调制概念。因此，可以省略带通滤波器40和IQ上变频混频器。然而，在该示例中，应该由PLL 120来跟踪大带宽相位调制信号PM。

[0037] 图8A和8B示出了根据第三优选实施例的差分PA电路的两个示例的电路图。第三优选实施例是基于所提出的极化调制概念的CMOS实现的，并且其中使用相同的拓扑结构。在图8A的第一示例中，经由放大器电路64和扼流圈CH将幅度或包络调制分量EM施加于PA的级联电路的下级晶体管M1和M2的漏极端子。这些晶体管Q1和Q2工作在线性区域内。上部的渥尔曼晶体管可以是BiCMOS实现的双极晶体管和CMOS工艺中的CMOS晶体管。在图8B的第二示例中，经由放大器电路64和扼流圈CH将幅度或包络调制分量EM施加于上部的渥尔曼晶体管的栅极端子。该电路对于下级晶体管M1和M2处的差分输入信号作为差分MOS四极管工作，由上部渥尔曼晶体管的栅极端子进行增益控制。在图3-7、8A和8B的所有三个实施例中，匹配电路70可被设置为PA外部的电路，用于针对不同频率波段和应用具有更大的灵活性。

[0038] 总之，描述了极化调制设备和方法，其中基于输入信号的分离处理的相位调制(PM、EM)和幅度调制(AM)分量，产生极化调制信号。通过使用差分功率放大器并给差分功率放大器装置的差分输入提供放大的相位调制分量，根据相位调制和幅度调制产生了放大的极化调制输出信号。基于幅度调制分量来控制差分功率放大器电路的偏置输入，以便调制差分功率放大器装置的共模电流。因而可以实现具有静态DC-DC转换器以及功率和/或效率和/或线性度受控的输出功率放大器的新概念的极化调制器。在传统的极化调制器方法中，使用快速的DC-DC转换器来跟踪信号的包络。该传统方法由于DC-DC转换器的跟踪带宽和设备的价格而受阻。所提出的根据上述实施例的解决方案解决了在DC-DC转换器方法中遇到的缺点。此外，所提出的功率和操作类别控制提供了适用于不同输入功率电平和效率需求的结局方案。可以使用数字控制的参数(功率、效率、调制和/或线性度)来提供对PA的精确监控。

[0039] 注意，本发明并不局限于上述优选实施例，而可应用于基于对分离的幅度和相位调制信号的处理的任意极化调制和功率放大器架构。因此，优选实施例可以在所附权利要求的范围内改变。

[0040] 在包括权利要求书的说明书中使用的术语“包括”或“包含”意欲表明年国所述特征、装置、步骤或组件的存在，但是并不排除一个或多个其它特征、装置、步骤、组件或其组合的存在或附加。此外，权利要求中元件之前的词语“一个”或“一”并不排除多个这种元件的存在。此外，任何附图标记都并不限制权利要求的范围。