多路径角度调制器增益的连续校准方法 |
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| 申请号 | CN200680042472.7 | 申请日 | 2006-11-15 | 公开(公告)号 | CN101310435B | 公开(公告)日 | 2012-09-12 |
| 申请人 | 松下电器产业株式会社; | 发明人 | 小伊尔·W·麦丘恩; W·B·桑德; | ||||
| 摘要 | 一种多路径 角 度 调制器 ，包括向主控制环路添加的闭合辅助环路，其用于自动调整与高频增益有关的缩放因数。把主控制环路配置成主路径，以处理角度调制 信号 的低频部分，把辅助环路配置成辅助路径，以处理角度调制信号的高频部分。在系统执行其主要操作的时候，辅助环路检测校准信息，并用它连续地实时校准调制环路中的增益，从而，无需关闭系统或校准特定的时间(例如，暂停时间)，即可平衡调制路径。校准作为背景 进程 连续地进行。此角度调制器适用于所有调制类型的系统。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种调制电路，包括： |
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| 说明书全文 | 多路径角度调制器增益的连续校准方法技术领域背景技术[0002] 角度或相位调制器通常用在数字发射机中对发射机输出的信号的相位中的消息进行编码。高速链路需要在相位调制器中有较大的调制带宽。一种调制方法是对单个宽带环路进行配置，以使所有调制都在此环路内完成。这样的话，环路就稳定在调制周围。使用单个宽带环路的主要问题是有大量的噪声。可以使用双路调制系统来解决噪声问题。这种双路调制系统一般维持较窄的主环路，以使噪声能够得以控制。但是，使用窄带主环路留下比较宽带的调制，其中，为使总增益为平坦，主环路外的较高频率仍必须得到校准。 [0003] 一种双路径方法是，使用含有锁相环的角度或相位调制系统并对主环路参考应用相位信息，同时对发射机信号所用的模拟压控振荡器直接应用调制。主环路参考也被称为直接路径。通过与直接路径分离的辅助调制路径向压控振荡器(VCO)施加调制。模拟电路的差异致使辅助调制路径所指示的相位和直接路径所指示的相位二者之间产生不匹配。这种差异是必须要校准的。 [0004] 图1显示出了美国专利6094101所述的传统双路径角度调制器10的举例说明性框图，这份美国专利以引用方式并入本申请。主环路VCO 28的输出通过混频器30而与偏移PLL 32的输出进行混频，从而产生IF(中频)输出信号，其频率等于主环路VCO频率和偏移环路频率之差。IF输出信号是测量输出相位所需的反馈信号，它在电路的剩余全数字部分中进行处理，从而产生主环路VCO 28的控制信号。主环路VCO 28产生预期的输出信号相位。该数字电路有两条路径，即：直接通过环路的低频路径和缩放增益为MS的高频路径。缩放因数MS为了平坦的总体频率响应而进行调整，它能够平衡低频或直接路径和高频或辅助调制路径之间的增益。确定和应用合适的MS值需要校准过程。 [0005] 在校准过程中，施加已知的调制信号，并测量输出。参见图1，已知的调制信号是由相位调制生成器12生成的，它作用于数字合成器18，从而生成信号S。模数转换器(ADC)34(如Sigma-Delta频率到数字转换器)提供测量信号M，测量信号M是VCO 28输出的模拟频率的数字表示。逻辑电路36接收信号S和信号M，然后输出误差信号Δ，误差信号Δ表示信号S和信号M之间的频率误差。误差信号Δ用数字滤波器进行过滤，数字滤波器在图1中用K1模块20和K2/s模块22表示。K1模块20的输出是频率误差信号，K2/s模块22的输出是相位误差信号。频率误差信号和相位误差信号经过求和逻辑电路24发往DAC 26。缩放因数FS用于经过求和逻辑电路24向频率误差信号和相位误差信号添加角度调制波形。DAC 26的输出信号通过电阻器R1和R2作用到积分电容器C1上。积分电容器C1上存储的电压作用到VCO 28上。 [0006] 辅助调制路径用来修改作用在主环路VCO 28上的调制电压。相位调制生成器12生成的调制信号通过MS乘法器38作用到调制DAC 42上。MS乘法器38对调制信号应用缩放因数MS。调制DAC 42的输出信号通过积分电容器C1作用于VCO 28。辅助路径的调制信号通过MS乘法器38用增益参数MS进行缩放，还通过FS乘法器40用缩放因数FS进行缩放，然后，在求和逻辑电路24处作用于主环路。 [0007] 在锁相环中实现准确的高带宽角度调制是很困难的。现有的方法是，使用两条或更多条路径的方法把相位信息加在锁相环VCO上。但是，VCO容易漂移，而且，DAC也会带来不准确。两条路径的增益必须匹配。如果辅助调制路径(即，高频经过的路径)的增益太高，那么，应用于VCO的调制太多。如果辅助调制路径的增益太低，那么，应用于VCO的调制就不够。平衡这两条调制路径的手段现在业已实现，它使用主要集中在这个校准问题上的校准过程。校准过程要么使用扫频(Swept Frequency)技术来手工完成，要么使用特定的校准信号来自动完成。但是，这些方法都会影响这些角度或相位调制器的正常操作，因为在系统工作时是不能执行校准过程的。而是，系统必须暂停工作，并且，只有在此暂停时间(lapse time)内才能执行校准过程。 [0008] 很多传统系统是以突发工作方式设计出来的，从而为执行校准过程提供了所需的暂停时间。例如，这些系统包括GSM系统、其它蜂窝网络或使用TDMA(时分多址)的任何网络。这种系统内含的发射机在一部分时间内工作于待机模式。在需要发射的时候，发射机从待机模式中被唤醒，执行校准过程，进行发射，然后，发射机再回到待机模式。 [0009] 但是，在CDMA(码分多址)等新生代系统中，发射机在所有时间都处于工作状态，而没有自然的停机时间段或间隔可供执行校准过程。双路径调制器的操作关键点是，两条路径应当具有完全相同的增益，所以，这两条路径的校准仍是必需的。 [0010] 在传统的双路径角度调制器中，如果控制环路中的前向路径有增益错误，那么，包括噪声在内的整个信号在控制环路中都要进行规范化。当前的实际作法是：使带宽足够大，从而控制环路能够自动规范化整个宽带调制信号。这种作法会在输出信号中产生大量噪声。由于使用了较大的信号带宽，例如宽带CDMA和无线LAN，因此，所产生的噪声就变得不切实际。发明内容 [0011] 本申请涉及一种多路径角度调制器，其中向主控制环路添加了闭合的辅助环路，用于自动调整与角度调制的高频增益有关的缩放因数。这改进了传统的双路径调制器，并且提供了用来实时平衡闭合环路相位调制器中两条或更多条相位调制路径的方法。这是利用以下事实实现的：预期的相位调制信号在频率上的分布情况使得分量落入所有调制路径的频率响应中。后面针对频率或相位展开的任何讨论一般针对频率、相位和相位差(如果合适的时候)。可以把主控制环路配置成主路径，以处理相位调制信号的低频部分，把辅助环路配置成辅助路径，以处理相位调制信号的高频部分。辅助环路检测校准信号，并用它校准每个环路中的增益。在其它实施例中，附加的辅助路径用来进一步分离频谱。 [0012] 当主控制环路中锁相环VCO的输出相位正好匹配输入相位时，两条或多条相位调制路径得以平衡，从而满足了每条路径中的增益的校准需求。如同这里所应用的那样，变频的输入信号也可以适用于多路径角度调制器。因此，术语“锁相环”泛指“频率控制环”和“相位控制环”，因为该电路并不局限于“锁定”到单个频率或相位。 [0013] 检测或测量输出相位，然后将其与输入或预期相位进行比较。确定这两个相位信号之间的差值信号，然后将其用于系统地调整每条路径的增益，直到检测或测量的输出信号相位匹配输入信号相位为止。固定低频路径，并将其用于维持对VCO输出信号的中心频率的控制。 [0014] 传统的双路径角度调制器执行校准过程需要暂停时间，与之相比，上述角度调制器在系统执行其主要操作的同时连续地校准各条路径。换言之，本申请描述的角度调制器在正常操作期间使用后台运行的校准进程，从而无需关闭系统或校准专用时间(如暂停时间)，即可平衡调制路径。在需要暂停时间的其它系统中，需要用命令来启动校准过程。在当前描述的系统中，校准作为背景进程连续进行。当前描述的角度调制器适用于很多(如果不是所有的话)调制类型系统，包括、但不限于：背景技术中描述的GSM系统、无线LAN、雷达、相控阵(phased-array)、任何CDMA系统和任何TDMA系统。 [0015] 一方面，一种调制电路包括相位控制环路和调制环路。相位控制环路根据输入的预期角度调制信号，输出模拟角度调制信号。相位控制环路包括差异逻辑电路和受控振荡器，差异逻辑电路把代表预期角度调制信号的第一比特流和代表模拟角度调制信号的第二比特流作为输入予以接收，并把代表第一比特流和第二比特流之间差异量的输出比特流予以输出，受控振荡器输出模拟角度调制信号。调制环路耦合到差异逻辑电路并从中接收所述输出比特流，而且还耦合到受控振荡器的输入端。调制环路包括调制增益电路和乘法器，调制增益电路接收所述输出比特流，并自动输出增益参数，乘法器把增益参数和代表预期角度调制信号的输入比特流作为输入予以接收，并把一个校准调制信号输出到受控振荡器的输入端。相位控制环路还包括控制电路，其从差异逻辑电路接收输出比特流，并输出经过滤波的模拟差异信号。受控振荡器的输入端包括求和电路，其把来自控制电路的滤波模拟差异信号和来自乘法器的校准调制信号作为输入予以接收。调制增益电路可包括门电路和累加器。增益参数包括累加器内的累加值，其代表差异逻辑电路输出的累加差异量。门电路可包括异或门或与门。累加器能够对差异量向零收敛的速率进行调整。门电路可以使用差异逻辑电路输出的差异量大小的绝对值。门电路可包括限定器和FIR滤波器。调制增益电路可包括累加器和直通门。 [0016] 另一方面，一种调制电路包括相位控制环路和调制环路，相位控制环路响应输入的预期角度调制信号而输出模拟角度调制信号，调制环路耦合到相位控制环路的前部。相位控制环路的前部包括控制电路和受控振荡器，控制电路把代表模拟角度调制信号和预期角度调制信号之间差异量的比特流作为输入予以接收，并输出经过滤波的模拟差异信号，受控振荡器输出模拟的角度调制信号。调制环路包括调制增益电路和乘法器，调制增益电路接收代表模拟角度调制信号和预期角度调制信号之间差异量的比特流，并自动输出增益参数，乘法器把增益参数和代表预期角度调制信号的输入比特流作为输入予以接收，并输出一个校准调制信号。受控振荡器把校准调制信号和滤波模拟差异信号作为输入予以接收。相位控制环路的前向部分可包括求和电路，其接收滤波模拟差异信号和校准调制信号，并向受控振荡器输出控制信号。相位控制环路可包括差异逻辑电路，差异逻辑电路把代表预期角度调制信号的第一比特流和代表模拟角度调制信号的第二比特流作为输入予以接收，并把代表模拟角度调制信号和预期角度调制信号之间差异量的输出比特流输出到控制电路。调制增益电路可包括门电路和累加器。增益参数包括累加器内的累加值，其代表差异逻辑电路输出的累加差异量。门电路可包括异或门或者与门。累加器能够对差异量向零收敛的速率进行调整。门电路可以使用差异逻辑电路输出的差异量大小的绝对值。门电路可包括限定器和FIR滤波器。调制增益电路可包括累加器和直通门。 [0017] 另一方面，一种调制电路包括：受控振荡器，输出模拟角度调制信号；数字合成器，接收预期的输入角度调制信号，并输出代表该角度调制信号的第一数字比特流；差异逻辑电路，耦合到数字合成器并从中接收第一比特流，此外还接收代表模拟角度调制信号的第二比特流，其中，差异逻辑电路把代表模拟角度调制信号和预期角度调制信号之间差异量的输出比特流予以输出；控制电路，耦合到差异逻辑电路并从中接收输出比特流，其中，控制电路输出经过滤波的模拟差异信号；调制增益电路，耦合到差异逻辑电路并从中接收输出比特流，其中，调制增益电路输出增益参数；乘法器，接收代表预期角度调制信号的输入比特流，乘法器还耦合到调制增益电路并从中接收增益参数，其中，乘法器输出校准调制信号；求和电路，耦合到控制电路并从中接收经过滤波的模拟差异信号，还耦合到乘法器并从中接收校准调制信号，其中，求和电路向受控振荡器输出控制信号。受控振荡器、差异逻辑电路、控制电路及求和电路构成相位控制环路。差异逻辑电路输出的比特流驱动相位控制环路的前向路径。差异逻辑电路、调制增益电路、乘法器及求和电路构成调制环路。调制环路耦合到相位控制环路的前向路径。调制增益电路自动确定调制增益，以使相位控制环路的直接调制增益和调制环路的增益基本相等。调制增益电路可包括门电路和累加器。累加器输出增益参数。累加值代表差异逻辑电路输出的累加差异量，它包括增益参数。门电路可包括异或门，其中的异或门利用差异逻辑电路输出的差异量的符号和大小。门电路还可包括与门，其中，与门要么利用差异逻辑电路输出的差异量的正值，要么利用差异逻辑电路输出的差异量的负值。累加器能够对差异量向零收敛的速率进行调整。门电路可以利用差异逻辑电路输出的差异量的绝对值。门电路可包括限定器和FIR滤波器。调制增益电路可包括累加器和直通门。差异逻辑电路输出的信号代表预期角度调制信号和模拟角度调制信号之间的频率差和相位差中的至少一个。预期角度调制信号可包括宽带角度调制信号。 [0018] 另一方面，一种调制电路包括：生成模拟角度调制信号的模块；生成代表模拟角度调制信号和输入预期角度调制信号之间差异量的输出比特流的模块；把输出比特流处理成滤波模拟差异信号的模块；响应输出比特流而自动确定增益参数的模块；将输入预期角度调制信号乘以增益参数从而生成校准调制信号的模块；把校准调制信号和滤波模拟差异信号组合成所述模拟角度调制信号生成模块的输入信号的模块，其中，所述模拟角度调制信号生成模块根据输入信号，生成模拟角度调制信号。附图说明 [0019] 图1示出了传统双路径角度调制器的示意性框图； [0020] 图2示出了双路径角度调制器的概念框图； [0021] 图3示出了双路径角度调制器的第一实施例的框图； [0022] 图4示出了图3的双路径角度调制器包含的累加器的示意性框图； [0023] 图5示出了具有收敛管理能力的扩展累加器； [0024] 图6示出了另一个双路径角度调制器的框图。 [0025] 本申请是结合附图加以描述的。如果在一个以上的附图中公开和显示相同的部件，则使用相同的附图标记来表示这些相同的部件。 具体实施方式[0026] 本申请的实施例在本文中是围绕连续校准多路径角度调制器增益的装置和方法展开描述的。本领域普通技术人员可以明白，本申请的说明书只是举例说明性的，而没有任何限制性意味。对于阅读过本申请公开内容的技术人员来说，本申请的其它实施例亦是不言自明。 [0027] 下面结合附图详细描述本申请的实施方案。为了表示相同或相似的部件，在所有附图和说明书中将使用相同的附图标记。为清楚起见，本文并没有显示和描述实施方案的所有常规特征。当然，可以看出，为了实现开发者的特定目标，例如，满足应用和商业相关约束条件，在开发任何这种实际实施方案时都必须结合具体实施方案做出很多特定的决策，并且，这些特定目标因不同实施方案而变，也因不同开发者而变。此外，可以理解，这样的开发工作可能很复杂和耗时，但对于阅读过本申请公开内容的普通技术人员来说，那只是日常的工程内容而已。 [0028] 根据本申请，有些部件、步骤和/或数据结构可以用各种类型的数字系统来实现，包括用硬件、软件或软硬件结合的方式。此外，本领域普通技术人员可以看出，也可以使用不太通用的装置，如硬连线设备、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)等，这并不偏离本文公开的创造性构思的保护范围和精神实质。 [0029] 本申请的双路径角度调制器能够从宽带信号中分离窄带(包括中心频率)，并且，设计出了处理窄带信号的主控制环路。主控制环路的前向路径就是所谓的低频路径。辅助调制路径(即，高频路径)耦合到主控制环路，它可以处理没有被主控制环路处理过的宽带信号的剩余部分。但是，主控制环路的VCO的灵敏度调谐可能导致差异，有时还很明显。这使得主控制环路和辅助调制环路之间出现增益不匹配。辅助调制环路的增益有时太高，有时又太低。双路径角度调制器提供的手段可以自动感应何时增益太低并将其调高，或者，何时增益太高并将其调低。 [0030] 该系统采用的构思是：当双路径角度调制器中的增益规范化完全正确时，输出信号正好就是预期的输入信号。反馈信号M是VCO输出的模拟信号的数字表示。直接合成的信号S是预期输入信号的数字表示。误差信号Δ被确定为信号S和信号M之间的差值。当双路径角度调制器的输出信号正好是预期的输入信号时，误差信号Δ是零。即使电路干扰(如相位噪声)使之并非所有时候都为真，但从长远来看，误差信号Δ持续地向零收敛。增益缩放因数MS作用于高频路径。第二前馈缩放因数FS是固定的，它取决于输出电路的工作需求。 [0031] 如果误差信号Δ的长期平均值不是零值，则高频路径增益MS有误差。此外，该增益误差的方向和大小可以根据误差信号Δ的长期平均值来辨别。因此，使用辅助调制路径内的反馈环路，把该增益误差的校正实现到任意准确度。该环路的输入是误差信号Δ，输出是高频路径增益参数MS。双路径角度调制器的重要方面是：原来输入的调制波形不重要了。在有任何调制波形时进行自动校正，从而在正常系统操作期间工作。不需要外在的校准模式，正常操作也无需中断，即可执行或更新校准信息。该系统使得该增益规范化对于用户来说是透明的。 [0032] 图2是双路径角度或相位调制器的总体框图。双路径角度调制器50包括主控制环路和次(即，辅助)调制环路。主环路包括锁相环，其具有用于生成模拟输出信号的VCO60。此模拟输出信号作为反馈，提供给差异逻辑电路54。差异逻辑电路54输出误差信号Δ。辅助环路包括调制增益规范化模块64，其根据误差信号Δ，自动和连续地确定增益参数MS。误差信号Δ的平均值是零。换言之，如果VCO 60输出的模拟信号和预期输入信号完全一样，那么，误差信号Δ就是零。增益参数MS是高频增益参数，用于匹配主控制环路和辅助调制环路之间的增益。双路径角度调制器50的一项功能是：测量输出信号和预期信号之间的误差，然后，根据测量出的误差做出调整。 [0033] 图3示出了本申请的双路径角度调制器100的第一个实施例的框图。图3的双路径角度调制器100类似于图1的双路径角度调制器10，区别之处只是增添了辅助调制环路，该辅助调制环路包括门144和处理电路150，它们在辅助调制环路内提供反馈环路。在这个第一实施例中，图2的调制增益规范化模块64包括门144和处理电路150。双路径角度调制器100是执行图2所述的测量和调整功能的装置的一个实施例。在这个实施例中，处理电路150是累加器。误差信号Δ包括符号和大小随时间而变的衡量指标。门144可以采用各种实施方案，利用符号和大小的不同组合和用法。例如，XOR门(异或门)利用符号和大小二者，并快速收敛。AND门(与门)只看一个符号，例如，只处理符号为正的值，而忽略符号为负的值。AND门的收敛速度不如XOR门快。THROUGH(直通)选项忽略符号，而只使用大小。门的输出是经过修改的误差信号Δ′。 [0034] 累加器150累加经过修改的误差信号Δ′。当增益太低时，去往累加器150的数字(误差信号Δ)是负的。如果增益太高，那么这些数字就是正的，这表明前向路径的增益太大。调制是零均值处理过程，因为累加器150累加正负误差，所以，可以保证收敛到累加器150内的累加值。该累加值是增益参数MS。当累加器150向着增益参数MS收敛时，误差信号Δ奔向零。当误差信号Δ为零时，累加器150中的值对应于最优增益参数MS。只有在误差信号Δ等于零时，累加器150才会停止。可以利用多种设计选项来定义系统收敛的快慢速度。例如，如果确定出测量过程有较多噪声，则可以设定系统较慢地收敛。 [0035] 参见图3，频率恒定模块114表示载波信号。调制是由相位调制生成器112生成的，它通过求和电路116添加到载波信号，从而生成预期的输入信号。数字合成器118把预期的输入信号转换成数字流，即预期输入信号S。K1模块120和K2/s模块122充当数字滤波器。从K1模块120出来的信号是频率误差，从K2/s模块122出来的信号相位误差。误差信号Δ也发往门144，门144向累加器150提供经过修改的误差信号Δ′。FS乘法器140和Sigma Delta DAC 126的功能类似于图1。电阻器和电容器的配置都是举例说明性的，也可以使用其它实施例。图3的双路径角度调制器100修改图1的结构，使得可以基于继续进行来自动确定增益参数MS，而无需外部过程。MS乘法器138从累加器150接收增益参数MS，增益参数MS可以缩放辅助调制环路的前向路径中的调制。增益参数MS也影响主控制环路的增益，因为从MS乘法器138输出的缩放调制信号用作FS乘法器140的输入。 [0036] 把来自VCO 128的模拟输出信号作为反馈提供，并由模数转换器134转换成数字信号M。模数转换器134可以是Sigma Delta频率到数字转换器。信号S和信号M都有全带宽信息，包括调制。主控制环路中的K1数字滤波器120和K2/s数字滤波器122充当低通滤波器。主控制环路处理窄带中心频率，但是与高带宽误差有关的信息出现在误差信号Δ中。该误差信号Δ在门144和累加器150内进行处理，以用于确定增益参数MS。 [0037] 正如预期的那样，如果增益参数MS低，则高频增益也低。同样，如果增益参数MS太高，则高频增益也高。这里，以下观测结果很重要：与增益参数MS值的误差直接相关的频率响应误差变平了。 [0038] 例如，如果增益参数MS太低，那么，信号M不等于预期信号S。因此，信号M的高频调制分量不从信号S中完全减去高频调制分量，所以，导致误差信号Δ。因为误差信号Δ上没有足够高频分量，所以，累加器150内存储的值上升，从而增益参数MS变大。变大的增益参数MS作用于辅助调制环路的前向路径，这使得规范化的调制器增益向着规范化状况上升。同样，如果增益参数MS增加太高，那么，太多的高频调制进入信号M上。在这种情况下，误差信号Δ反映出：增益太高，累加器150中的值下降，从而使得增益参数MS变小。请注意，反馈信号M和信号S之间的差异表示成误差信号Δ，反馈信号M是来自VCO 128的模拟输出信号的数字表示，信号S是预期输入信号的数字表示。因此，在来自双路径角度调制器的输出信号和预期输入信号在校准过程中彼此一致前，推定误差信号Δ的值交替地取正值和负值，并最终收敛到零。因此，在根据误差信号Δ生成增益参数MS的过程中，应当给予特别注意。 [0039] 如图3所示，门144对误差信号Δ进行操作。门144的不同实施方案对于双路径角度调制器100产生不同的性能。下面详细描述已经发现的一些选项。如果门144是异或(XOR)门，那么，使用误差信号Δ的所有采样，对有符号的误差信号Δ通过规范化调制进行采样。使用XOR门，累加器150如下确定MS的值： [0040] MSj+1＝Msj+αsgn(Sj)Δj [0041] 缩放因数α是线性增益项，其中α＝2-k(k＞0)。值k表示在累加器150内被设为零的最高有效位的个数，下面将对此进行更详细的说明。 [0042] 如果门144是与门，那么，门144只输出误差信号Δ的一半，并将其作用到累加器150上。换言之，只有一半误差信息得到利用。与门输出所有正符号的误差信号Δ值，忽略所有负符号的误差信号Δ值。或者，与门输出所有负符号的误差信号Δ值，忽略所有正符号的误差信号Δ。使用与门时，增益参数MS需要较长的收敛时间，因为只使用了一半信息。使用与门时，累加器150可以如下确定MS的值： [0043] Msj+1＝Msj+αΔj sj＞0 [0044] Msj+0 sj#0 [0045] 门144也可以是简单的线，前面称之为直通门，此时，误差信号Δ直接通过而到达累加器150。这效用较低，但却最终收敛。在这种情况下，误差信号Δ的所有采样都得以利用，而调制信息却被忽略，从而，累加器如下确定MS的值： [0046] Msj+1＝Msj+αΔj [0047] 图4示出了图3的双路径角度调制器100包含的累加器150的示意性框图。门144输出的差异测量结果(例如，经过修改的误差信号Δ′)在最低有效位上进入累加器 150。较高有效位设为零。如图4所示，符号k定义较高有效位的个数。通过控制k的值，可以控制累加器150的收敛速率。通过将更多较高有效位的值设为零，可以增加k。这可以放慢累加器150的收敛速度。换言之，通过增加设为零的较高有效位的个数来放慢累加器 150，或者，通过减少设为零的较高有效位的个数来加快累加器150，可以控制累加器150的速度。 [0048] 仅仅取最顶部L个最高有效位作为增益参数MS，累加器150就可以执行某种滤波。在实际设计过程中，根据需要多少滤波以及累加器150的响应速度来确定L。将经过修改的误差信号Δ′作为最低有效位输入累加器150，然后从最高有效位中取出增益参数值，这样，就可以实现自然的滤波功能。 [0049] 自动校准环路收敛到正确的增益参数MS，而不管累加器150的初始状态如何。即使反馈信号M的信噪比很差，也是如此。噪声输入导致预期增益参数MS稍微有些漂移，从而，导致预期调制的失真，EVM等信号质量测量结果也会降级。因此，自动校准环路可以设计成：不仅检测出现收敛，而且还在收敛时将其环路带宽变窄。通过使累加器150内的校正差异速率放慢，可以实现环路带宽的变窄。 [0050] 很多方法可将环路带宽变窄，从而放慢其校正变化速率。一种方法是，增加图5中k的值，从而使缩放因数α可变。另一种方法是，只对Δ的每个第K个采样工作(用K抽取Δ)。第三种方法是，使用下面介绍的FIR(有限输入响应)或IIR(无限输入响应)方法过滤D，或者，改变已经使用的这些滤波器的参数，以使所得的滤波器带宽比先前窄。 [0051] 如图5所示的扩展累加器250检测与增益参数MS的正确值有关的环路增益。通过检测增益参数MS的连续值间的微小变化，图5所示的扩展累加器250可以自动调整k的值。另一种方法是，检测接近于零的累加器输入，但是后一种方法不具有累加器的平均效果。参见图5，ACCN模块150表示图4的累加器。扩展的累加器250取累加器ACCN 150的连续输出之间的差异。在k选择模块160的控制下，经过修改的误差信号Δ′进入处理模块152，从而，设为零的较高有效位个数等于由k选择模块160确定的k。采用这种方式，累加器ACCN 150接收的比特流中，k个最高有效位设为零，剩余的较低有效位是经过修改的误差信号Δ′。进入ACCN 150的比特流在图5显示为顶部的零，以将多个零表示为最高有效位。 [0052] 扩展的累加器250的功能是，评估累加器ACCN 150的输出，即增益参数MS，然后确定这些值何时收敛。换言之，取从累加器ACCN 150出来的连续值MSj-1和MSj的差异，当差异为零时，这提供的信息暗示，输入的误差信号Δ已经趋于零。也可以使用求平均，从而不评估各连续输出MS之间的差异，而是评估某个测量周期，例如，每第16个MS。 [0053] 每个模块R代表一个时钟寄存器。MS的每个顺序值从累加器ACCN150输出，并存储在寄存器R 154中，从而，在后面的循环期间，从累加器150输出的当前值MSj与先前存储的值进行比较。由逻辑电路156确定这两个值MSj-1和MSj之间的差异，然后将其存在移位寄存器158中，表示为图5的R模块序列。k选择模块160估计此差异，以判断k的值是否需要调整。MSj-1和MSj的值越接近，累加器ACCN 150就越接近收敛。根据k选择模块160内包含的设计参数，如果判断出的差异处于预定范围内，那么就放慢累加器ACCN 150。通过增加k的值来放慢累加器ACCN 150，这与设为零的较高有效位(k)一致。采用这种方式，如图5所示的扩展累加器250充当累加器ACCN 150的调节机制。当累加器ACCN 150足够收敛到值MS时，通过增加更高次序的零(增加k的值)，使累加器ACCN 150随后收敛的速度放慢。这种机制也可以用于通过增加值k来加快累加器150。 [0054] 当确定出的差异实质上是噪声时，可能会出现放慢累加器ACCN 150的情形。在工作过程中，噪声影响迫使MS的值发生徘徊。包括累加器ACCN150在内的辅助调制环路连续试图收敛到增益参数MS的固定值上，而系统中的噪声则会破坏这种收敛。可以观察得出，噪声以小增量对收敛破坏产生影响，但是，如果误差信号Δ仍很大的话，那么，向增益参数MS的收敛在给定时间段内以较大的步幅出现。当误差信号Δ小到无足轻重的时候，累加器ACCN 150的输入也变得非常小，故而，累加器ACCN 150不再以大的步幅收敛。当出现这种情形时，累加器ACCN 150正在主要对噪声做出回应，并且，累加器ACCN 150不必回应太快。因此，如上所述通过提高k的值，可使累加器ACCN 150响应能力降低。此举可以消除噪声影响。 [0055] 图6显示了另一双路径角度调制器的框图。图6的双路径角度调制器200类似于图3的双路径角度调制器100的第一实施例，不同之处在于，用限定器电路244和有限输入响应(FIR)滤波器246取代了图3的门144。门的作用在于，对输入(如误差信号Δ)施加某种类型的调整。限定器电路244和FIR滤波器246的功能比门要复杂。限定器电路244测量实际调制的幅度，仅仅输出落入特定范围内的那些信号。限定器244用于限制输入的误差信号Δ的输入范围和时间。一般情况下，限定器电路244可以是任何类型的电路，只要能修整输入信号即可。然后，FIR滤波器246仅仅对限定器244输出的误差信号Δ的那些选定值进行过滤。相比第一实施例的双路径角度调制器100而言，使用双路径角度调制器200的第二实施例的收敛要慢，但在特定情况下是比较好的，例如，有大量噪声时。 [0056] 图6的限定器电路244和FIR滤波器246在功能上类似于图3的门144，但不涉及硬件。使用图3的门144，输入的误差信号Δ不会得到限定，而图6的限定器电路244和FIR滤波器246则会限定信号，所以，门144对所有测量结果都是无掩盖的。这是门144与限定器电路244和FIR滤波器246组合的主要区别。 [0057] 使用FIR滤波器246，误差信号Δ的采样使用FIR结构进行过滤，并且，模块操作可以实现抽取。由于信号S和M所用波形中的∑Δ特性，最初过滤误差信号Δ是当然之选。使用限定器电路244和FIR滤波器246时，累加器150如下确定MS的值： [0058] 连续操作： [0059] 块操作： [0060] 连续操作指的是连续数据流的处理。块操作指的是数据块的处理。 [0061] 使用误差信号Δ的N个采样，计算索引j的每个更新。限定器用在Δn′s上。变量h表示特定FIR滤波器的系数。使用这种输入的滤波降低了累加器150的滤波需求，从而使累加器150能够运行较慢，故而在其构建中具有较少的比特。增益参数MS的捕获稍微有些慢，但是，这种结构更能容忍噪声。 [0062] 在其它实施例中，用无限输入响应(IIR)滤波器取代FIR滤波器246。使用IIR滤波器，误差信号Δ用IIR结构进行滤波。IIR结构中所用的反馈暗示不使用块操作。使用限定器/IIR滤波器，累加器150如下确定MS的值： [0063] [0064] 在另一个实施例中，使用与最小均方(LMS)自适应算法相似的方法来修改调制。在这个实施例中，省略了门144，例如上述的直通门，并且，累加器150能够使用LMS自适应算法。使用LMS自适应算法，累加器150如下确定MS的值： [0065] MSj+1＝MSj-μF(Sj)g(Δ)j [0066] 信号函数的概率包括线性缩放F(Sj)＝βSj、幂指数非线性F(Sj)＝Sjn等。函数g(Δ)j是一般的传递函数，其依赖于具体的LMS自适应算法。 [0067] 在工作过程中，本申请的双路径角度调制器包括主控制环路和辅助调制环路，把主控制环路配置成主路径，以处理相位调制信号的低频部分，把辅助调制环路配置成辅助路径，以处理相位调制信号的高频部分。辅助调制环路接收误差信号Δ，误差信号Δ表示主控制环路的输出信号和预期输入调制信号之间的差异。处理和/或过滤误差信号Δ，然后再将其作为修正误差信号Δ′输入到累加器。累加器累加修正误差信号Δ′的值。累加器的值用作增益参数MS，它用来规范化主控制环路和辅助调制环路内的增益。误差信号Δ是连续确定的，它用于更新累加器内的增益参数MS。这样，双路径角度调制器就把两条路径都作为后台进程进行连续校准。 [0068] 双路径角度调制器的第一和第二实施例表明：在第一实施例中，误差信号Δ可以用任何类型的门来处理和过滤，或者，在第二实施例中，误差信号Δ可以用限定器和FIR滤波器来处理和过滤。应当理解的是，双路径角度调制器可以使用任何其它合适的传统类型电路来处理和/或过滤误差信号Δ。 [0069] 应当理解的是，虽然上面将该角度或相位调制器描述成双路径调制器，但该角度或相位调制器也可以实现成包括两条以上的路径。概括而言，该角度或相位调制器是多路径角度或相位调制器。为了便于理解多路径角度调制器的结构原理和工作原理，上面围绕涉及各种细节的具体实施例描述了本申请。为了达到所需的效果，附图中描述和显示的很多部件可以互换，本说明书应当理解为涵盖这些互换。因此，提及具体实施例及其细节，并不会对权利要求书的保护范围构成限制。本领域技术人员应当明白，本文所选的示意性实施例可以进行修改，这并不偏离本申请的精神实质和保护范围。 |
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