使用极化调制作为传送信息的方法有很多益处。极化调制使得在天线前的发射 机的最后级应用幅度调制数据信号成为可能。结果是，所有在前的放大步骤可在恒 定包络模式下操作，并能因此非常有效地偏压。极化调制也使得在传送功率减少时 快速减少耗用电流成为可能。极化调制对无线手机应用系统提供有利的清晰的通话 时间。
用于对功率放大器幅度调制的常用技术包括调制功率放大器的电源电压。在基 于砷化镓(GaAs)异质结双极晶体管(HBT)技术的功率放大器的情况下，幅度调 制可通过在功率放大器的输出级调制施加于HBT器件(如晶体管)的集电极电压 获得。典型地，集电极电压可通过引入与电源(如电池)串联的金属氧化物半导体 (MOS)器件被调制，电源在控制电压下传输所需的电流到HBT器件的集电极。 然而，相对于没有MOS器件的情况，MOS器件两端的压降降低了能取得的最优效 率。MOS器件方法另外的缺点是能支持的调制带宽受限于与大MOS器件相关的容 性负载以及受限于典型地克服MOS器件的非线性特征所需的闭环。因此，需要用 于幅度调制的另一技术。

提供一种方法作为解决方案，其中放大器在晶体管的基极端接收极化调制信号 的幅度信号。放大器在晶体管的基极端接收极化调制信号的相位调制载波信号。放 大器结合幅度信号和相位调制信号以在晶体管的集电极端产生全复合波形。
还提供一种器件作为解决方案，该器件包含第一放大器，在第一晶体管的基极 端接收极化调制信号的第一幅度信号，在第一晶体管的基极端接收极化调制信号的 第一相位调制载波信号，结合第一幅度信号和第一相位调制信号以在第一晶体管的 集电极端产生第一全复合波形。
附图说明
现在将参照以下附图通过实施例来描述本发明，其中：
图1说明包含数字分段功率放大器的极化调制发射机的一个实施例。
图2说明包含使用适当的数字基极调制技术进行控制的功率放大器的极化调 制发射机的一个实施例。
图3说明包含使用恰当的数字基极调制技术进行控制的功率放大器的极化调 制发射机的一个实施例。
图4说明极化发射机的一个实施例。
图5说明包含功率放大器和驱动电路的一个实施例的极化调制发射机的一个 实施例，驱动电路用于将偏流和偏压提供给功率放大器。
图6说明多模式极化发射机的一个实施例。
图7A说明用于各个功率放大器的第一和第二放大级的偏置接口电路的一个实 施例。
图7B说明用于各个功率放大器的第三放大级的偏置接口电路的一个实施例。
图8说明未数字校正的、在高功率下测量的AM-AM和AM-PM的传输特 性的图。
图9说明逻辑流程图的一个实施例。

在一个实施例中，对极化发射机的幅度调制技术包含经由晶体管的基极端而不 是集电极端在功率放大器的输出级调制晶体管。在一个实施例中，例如，放大器晶 体管可由例如GaAs HBT技术形成。在基极调制控制技术中，可提供MOS器件与 输出晶体管的基极端而不是集电极端串联。因此，MOS器件两端的压降被消除， 且发射机的效率性能可被提高。此外，与基极调制相关的内部基带对射频(RF)传 输特性可显示出可使用任何适当的预失真或校正技术处理的线性特征。实施例不限 于该情况。
在一个实施例中，数字极化调制技术相对于模拟极化调制技术可包含高程度的 数字内容。例如数字幅度调制器可实现为数字分段功率放大器。数字分段功率放大 器(也叫射频数模转换器或RFDAC)的实施例在共同拥有和共同指定的美国专利 申请公开号US 2004/0247040和US 2004/0247047中被论述，通过引用并入这里。 可以控制数字分段功率放大器，使得可结合与数字相位调制器有关的数字相位校正 技术校正数字包络。这些数字包络校正技术的实施例在共同拥有和共同指定的美国 专利申请公开号US 2004/0183635中被论述，通过引用并入这里。
在一个实施例中，这里论述的数字处理技术可与任何适当的模拟和/或数字电 路结合以获得交叉多重调制技术的调制。这些调制技术可包括，如用于GSM的高 斯最小频移键控(GMSK)、用于数字欧洲无绳电信(DECT)和蓝牙的高斯频移键 控(GFSK)、具有用于EDGE的允许用8位组合编码的八种状态的相移键控(8- PSK)、用于IS-2000的偏移正交相移键控(OQPSK)和混合相移键控(HPSK)、 用于时分多址(TDMA)的π/4差分正交相移键控(DQPSK)和用于802.11的正交 频分多路调制(OFDM)等。实施例不限于该情况。
图1说明包含数字分段功率放大器128的极化调制发射机100的一个实施例。 极化调制发射机100包含数字校正和处理模块。这些模块可被配置成使在此论述的 多个实施例适于互补金属氧化物半导体(CMOS)技术。数字校正和处理模块可被 配置成将输入二进制数据转变成RF载波的矢量调制。在不同实施例中，矢量可以 以直角坐标形式根据同相(I)分量和正交分量(Q)表示，也可以以极坐标形式根 据量值(R)和相角(θ)表示。可以使用任何适当的技术，包括但不限于CORDIC 算法，将I和Q分量转变成极坐标分量R和θ。极坐标幅度R和相位θ分量可以以 分段线性方式预失真，以补偿由功率放大器128引入到输出信号130的非线性或失 真。也可单独调节R和θ路径的相对定时以补偿不同电路元件引入的延迟。输入数 据也可以由脉冲整形滤波器处理。然而实施例不限于该情况。
在极处理模块104中接收数据102。在一个实施例中，数据102可包含要被接 收并由极处理模块104转变成极信号坐标(如R，θ)的直角信号坐标(如I，Q)。 在一个实施例中，极处理模块104可用任何适当的转换技术实现，包括CORDIC 算法。在一个实施例中，极处理模块104将输入数据102从直角坐标(I，Q)转换 为极坐标(R，θ)，并产生包含幅度分量106(如R)和相位分量108(如θ)的输 出信号。幅度分量106和相位分量108可在单独的路径中处理。实施例不限于该情 况。
幅度分量106可提供给幅度校正模块110。幅度分量106可以以包含2-N位的 数字形式提供，其中N代表任何适当的比特数，以足够分辨率和线性表示幅度分量 106。较高的比特数产生较高分辨率的幅度分量106。在一个实施例中，幅度校正模 块110可实施为失真校正或修正模块，以校正作为由功率放大器128引入到输出信 号130的输入幅度(AM-AM)的函数的幅度非线性。AM-AM幅度校正模块110 可被配置为预失真模块，以校正由功率放大器128引入的非线性和失真以及对电路 定时延迟的定时校正。AM-AM预失真幅度校正模块110用输入幅度作为独立变量， 使输入幅度数字地预失真。实施例不限于该情况。
相位分量108可提供给相位校正模块112。幅度校正模块110的输出信号114 也可提供给相位校正模块112，以对相位分量108校正由幅度调制引起的任何失真。 在一个实施例中，相位校正模块112可实现为失真校正或修正模块，以校正作为由 功率放大器128引入到输出信号130的输入幅度(AM-PM)的函数的相移。AM-PM 失真校正模块112可被配置为预失真模块，以校正由功率放大器128引入的非线性 和失真以及对电路定时延迟的定时校正。AM-PM预失真相位校正模块112用输入 相位作为独立变量，使输入相位数字地预失真。相位校正模块12的相位输出信号 116提供给相位调制器118。相位调制器118的相位调制载波信号120是相位调制载 波，并提供给功率放大器128的相位输入端口。实施例不限于该情况。
在一个实施例中，功率放大器128可包含1-M放大级，其中M是任意适当的 放大级数。在一个实施例中，功率放大器128可包含三级放大。偏压驱动器126使 第一和第二级偏压。幅度校正模块110的输出信号114提供给分段电流驱动器122。 分段电流驱动器122用幅度调制信号124驱动功率放大器128的第三级以控制每个 幅度段的数字包络。第三放大级例如可包含HBT器件。幅度调制信号124可以以 任意适当方式施加于HBT器件的基极端，以实现前面描述的基极调制技术的一个 实施例。例如，调制信号124可施加于与电源以及HBT器件的基极端串联的晶体 管。功率放大器128将相位调制载波信号120和幅度调制信号124结合以在其输出 端构造全复合波形输出信号130。实施例不限于该情况。
图2说明包含用适当数字基极调制技术控制的功率放大器214的极化调制发射 机200的一个实施例。极化调制发射机200包含如上参照图1所述的相同数字校正 和处理模块。例如，数据102由极处理模块104接收和转换。幅度分量106由AM-AM 校正模块110处理，且相位分量108与幅度分量114一起由AM-PM校正模块112 处理。相位输出信号116提供给相位调制器118。相位调制载波信号120提供给功 率放大器214的相位输入端口。对功率放大器214的数字基极调制实施类似于上述 与数字分段功率放大器128有关的论述。然而一个区别是在AM-AM校正模块110 的最后校正级，幅度分量114的数字分段控制本来是被施加于数字分段功率放大器， 但是却被施加于基带数模转换器202(DAC)。代表幅度分量114的模拟信号204 提供给抗假信号滤波器206(AAF)。AAF 206使DAC 202输出的模拟信号204平 滑，以补偿功率放大器214的基极调制级(如第三级)的非线性。滤波信号208提 供给基极电流驱动器210。在不同实施例中，输出信号204或滤波信号208可耦合 到功率放大器214的输出级的单个HBT器件的基极端，以在极化调制环境下实施 基极调制技术。实施例不限于该情况。
在一个实施例中，功率放大器214可包含1-M放大级，其中M是任意适当的 放大级数。在一个实施例中，功率放大器214可包含三级放大。偏压驱动器126使 第一和第二级偏压。电流驱动器210用幅度调制信号212驱动功率放大器214的第 三级以控制幅度信号的数字包络。第三放大级例如可包含HBT器件。幅度调制信 号212可以任意适当方式施加于HBT器件的基极端，以实现前面描述的基极调制 技术的一个实施例。功率放大器214将相位调制载波信号120和幅度调制信号212 结合以在它的输出端构造全复合波形输出信号216。实施例不限于该情况。
包含功率放大器214的极化调制发射机200可用任意适当的数字基极调制技术 控制，以实现多种无线标准。例如极化调制发射机200可适合于高线性实施方式。 因此，在一个实施例中，功率放大器214的分段级可不再分段，而是可包含例如单 个大的HBT器件。HBT器件可由具有幅度调制信号212的单个控制线驱动。在基 极调制实施方式中，幅度调制信号212可耦合到功率放大器214的输出级处的单个 HBT器件的基极端。
通过在具有幅度调制信号212的单个控制线上驱动HBT器件来控制功率放大 器214允许发射机200有几种实施方式。这些实施方式可包含，例如，输出信号216 包络分辨率不受功率放大器214内的物理段数限制。相反，分辨率可由例如数字校 正模块110中指定的位宽来定义。另外，由于分段开关效应，输出信号216波形内 没有小的时域瞬态效应。这样提供增强的线性和噪音性能。此外，例如对单个控制 线减少分段控制线的数量会简化与数字分段功率放大器相关的基带滤波。然而实施 例不限于该情况。
幅度调制信号124、212施加于数字分段功率放大器128和功率放大器214中 的HBT器件的基极端，这支持宽的调制带宽。在一个实施例中，这些实施方式可 支持几百MHz的调制带宽。因此，例如上述发射机100、200的实施例可适用于如 WCDMA的宽带应用。在其它实施例中，特别宽的调制带宽容量使这些控制方法适 用于例如发射机100、200的多模式实施。然而实施例不限于该情况。
应该理解，施加于基于极结构的各个发射机100、200的放大器128、214的输 出级的基极调制信号不限于数字处理的波形和沿包络或幅度控制路径220的相关基 带DAC 202输出信号。相反，这里所述实施例的范围意图覆盖将模拟控制波形施 加于放大器128、214的输出级的基极端。例如，这里所述的实施例覆盖将模拟波 形施加于放大器128、214的输出级的HBT器件的基极端，以实现这里所述的基极 调制技术。
图3说明包含用任何适当的数字基极调制技术控制的功率放大器214的极化调 制发射机300的一个实施例。除在功率放大器214的输出级的晶体管的集电极电源 端由功率转换器302控制以外，极化调制发射机300的结构大体类似于极化调制发 射机200的结构。在一个实施例中，功率转换器302可为DC-DC转换器。功率转 换器302可经由功率控制输入信号304选择。功率转换器302耦合到电源电压306。
通常，在传统功率放大器的集电极电源端上使用功率转换器302使集电极电压 能调整为放大器214的输出功率的函数。当功率放大器214从其最大额定功率回落 时(假设功率转换器302有效)，功率放大器214的效率可最优化。该效率提高技 术也可与数字基极幅度调制技术一起用于控制功率放大器214。因此，基极调制和 集电极电源控制的结合进一步使功率放大器214的效率在回落条件下最优化。
图4说明极化发射机400的一个实施例。极化发射机400包含倍增DAC 404。 数字校正幅度信息402被施加于倍增DAC 404的输入端口。数字校正幅度信息402 可包含2-M位，其中M代表任何恰当的位数，用于以适当的分辨率和线性分辨幅 度信息。例如，数字校正幅度信息402可从如幅度校正模块110的AM-AM校正模 块的输出端口被接收。在一个实施例中，倍增或缩放的控制信号406可提供给倍增 DAC 404的输入端口。
在一个实施例中，模拟输出信号408可施加于抗假信号滤波器410(AAF)。 滤波模拟幅度信号412施加于驱动器414a、414b。任一个驱动器414a、b可基于发 射机400的特定操作模式(如高频带模式或低频带模式)被选择。取决于特定实施 方式，每个驱动器414a、b可包含多个电压模式或电流模式驱动器以驱动各个数字 功率放大器418a、b。该个数可与功率放大器418a、b的放大级的个数成比例。例 如，功率放大器418a、b可包括由P个驱动器偏压的P个放大级，其中P为任意数 字。至少一个放大级可包括晶体管器件(如HBT器件)以在其基极端接收调制信 号。因此，驱动器414a、b中的至少一个可被配置成提供调制信号给输出晶体管器 件的基极端。
在一个实施例中，驱动器414a、b可被配置成按两种或多种不同模式操作。例 如，在GSM EDGE实施方式中，驱动器414a、b可被配置成驱动低频带和高频带 数字功率放大器。因此，驱动器414a可驱动低频带功率放大器418a偏压输出信号 416a以提供适当的偏压给低频带功率放大器418a的每个放大级。另外，任一偏压 输出信号416a可包括幅度调制信号，如幅度调制信号212，以控制数字包络被功率 放大器418a放大。驱动器414b可驱动高频带功率放大器418b偏压输出信号416b 以提供适当的偏压给功率放大器418b的每个放大级。另外，任一偏压输出信号416b 可包括幅度调制信号，如幅度调制信号212，以控制数字包络被功率放大器418b放 大。幅度调制信号可施加于功率放大器418a、b的输出放大级。在一个实施例中， 幅度调制信号可以以任何适当的方式施加于HBT器件的基极端，以实现前面描述 的基极调制技术的一个实施例。
在一个实施例中，低频带RF输入信号422a RFinlow可施加于低频带数字功率 放大器418a的输入端口。RF输入信号422a RFinlow包括含有相位调制信息的RF载 波。高频带RF输入信号422b RFinhigh可被施加于高频带数字功率放大器418b的输 入端口。RF输入信号422b也可包括含有相位调制信息的RF载波。例如，参照图 1-3描述的信号120。每个数字功率放大器418a、b产生各自的放大RF输出信号424a、 424b。RF输出信号424a、b包括RF载波、信号幅度和相位信息。数字功率放大器 418a、b在至少一个放大级中被基极调制，以产生输出信号424a、b。
图5说明包含功率放大器518a的一个实施例的极化调制发射机500的一个实 施例，包括驱动电路514a以驱动偏压电流和电压到功率放大器518a。极化调制发 射机500为多模式发射机的一部分，这里仅示出低频带数字功率放大器部分。因此， 在多模式极化调制发射机500的一个实施例中，功率放大器518a可为低频带数字 功率放大器。功率放大器518a可以是适合于通信实施方式的RF DAC。例如，在一 个实施例中，功率放大器518a可适合作为用于GSM EDGE实施方式的低频带RF 数字功率放大器。在一个实施例中，功率放大器518a包含三个放大级，包括第一 放大级508a，第二放大级508b和第三放大级508c。包括含有相位调制信息的RF 载波的低频带RF输入信号422a RFinlow可被施加于第一放大级508a的输入端口。 RF输出信号424a可被施加于天线或其它放大级或电路元件。
在一个实施例中，驱动器514a包含三个偏压模块502a、502b、502c，以驱动 各自的偏压电流或电源电压510a、510b、510c以使各个放大级508a、508b、508c 偏压。例如，数字校正幅度信息402可从例如幅度校正模块110的AM-AM校正模 块的输出端口接收。在一个实施例中，倍增DAC 404也可在倍增DAC 404的输入 端口接收倍增或缩放控制信号406。在一个实施例中，模拟输出信号408可施加于 抗假信号滤波器410(AAF)。如前所述，AAF 410使倍增DAC 404输出的模拟信 号408平滑，以补偿功率放大器518a的第三放大级508c(如基极调制级)的非线 性。AAF 410的滤波模拟幅度信号412形成每个偏压模块502a-c的输入。偏压模块 502a-c可被配置成按电流模式或电压模式操作，以按线性或非线性(如平方)比例 驱动偏压电流或电源电压。例如，偏压模块502a可被配置成按快速线性电流模式 操作，偏压模块502b，c可被配置成以线性电压模式操作。此外，每个偏压模块502 a-c可被配置成实现模拟整形功能。至少一个偏压模块502a-c可适合于提供调制信 号给在任一放大级508a-c中的晶体管的基极端，以依照这里描述的多个实施例实 现基极调制技术。例如，在一个实施例中，偏压模块508c可被配置成经由晶体管 的基极端而不是集电极端调制功率放大器晶体管。在一个实施例中，放大器晶体管 可由例如GaAs HBT技术形成，且偏压模块508c可被配置成提供调制信号510c以 驱动第三放大级508c(如功率放大器518a的输出级)中的HBT晶体管的基极。
图6说明多模式极化发射机600的一个实施例。多模式极化发射机600包含倍 增DAC 404。数字校正幅度信息402被施加于倍增DAC 404的输入端口。数字校 正幅度信息402可包含2-M位，其中M代表任意恰当位数，用于以恰当的分辨率 和线性分辨幅度信号。在一个实施例中，例如数字校正幅度信息402可从如幅度校 正模块110等的AM-AM校正模块的输出端口被接收。
在一个实施例中，模拟输出信号408可施加于AAF 410。滤波模拟幅度信号 412可施加于模式选择开关602。模式选择开关602可由单个按钮控制信号607控 制。模式选择开关分别发送滤波模拟幅度信号412到低频带或高频带数字功率放大 器518a或518b。如前所述，在一个实施例中，功率放大器518a可适合作为用于 GSM EDGE实施方式的低频带RF数字功率放大器。同样，在一个实施例中，功率 放大器518b可适合作为用于GSMEDGE实施方式的高频带RF数字功率放大器。 因此，通过基于单个按钮控制信号607选择的各个低频带驱动器614a和高频带驱 动器614b，低频带波形412a被发送到低频带数字功率放大器518a，且高频带波形 412b被发送到高频带数字功率放大器518b。低频带驱动器614a或高频带驱动器 614b可基于发射机600的特定操作模式(如高频带模式或低频带模式)被选择。低 频带数字功率放大器518a接收输入信号422a，其包括含有相位信息的RF载波。高 频数字功率放大器518b接收输入信号422b，其包括含有相位信息的RF载波。
在一个实施例中，低频带驱动器614a可包含多个电流模式驱动器模块612a、 612b、612c，以使低频带数字功率放大器518a放大级508a、508b、508c的各个偏 压单元608a，608b，608c分别偏压。在一个实施例中，电流模式驱动器模块612a-c 可被配置为对模拟输入信号412a的模拟波形整形。在一个实施例中，电流模式驱 动器模块612a-c提供偏流Ibias到各个偏压单元608a-c。电流模式驱动器模块612a 产生偏流Ibias1到放大级508a的偏压单元608a。电流模式驱动器模块612b产生偏流 Ibias2到放大级508b的偏压单元608b。电流模式驱动器模块612c产生偏流Ibias3到放 大级508c的偏压单元608c。另外电流模式驱动器模块612c还产生调制电流信号Imod 到偏压单元608c的输出级。Imod代表基于数字校正幅度信息402的幅度调制信号。 例如，Imod可施加于放大级508c中的放大器晶体管(如HBT器件)的基极端。偏 压接口7A和7B的一个实施例的细节图示于图7A和7B。
在一个实施例中，高频带驱动器614b可包含多个电流模式驱动器模块614a、 614b、614c，以使高频带数字功率放大器518b放大级514a、514b、514c的各个偏 压单元610a、610b、610c分别偏压。在高频带驱动器614a和功率放大器518a的操 作中，包括放大级 514a-c和各个偏压单元610a、610b、610c按类似于参照低频带 数字功率放大器518a的如上所述的方式操作。
输出信号424a、b可提供给用于发射的天线或可提供给其它电路元件。每个输 出信号424a、b包含RF载波、幅度和相位信息。
图7A说明用于各个功率放大器518a、b的第一和第二放大级508a，b和514a， b的偏压接口电路的一个实施例。偏压接口电路700代表电流模式驱动器模块612a、 b，614a、b和偏压单元608a、b，610a、b的一个实施例。偏压接口电路700可被 配置成驱动在形成于第一衬底702上的电流模式驱动器模块612a，612b和形成于 第二衬底704上的偏压单元608a，608b之间的偏流Ibias1和Ibias2。例如第一衬底可由 硅(Si)形成且第二衬底可由砷化镓(GaAs)形成。
在一个实施例中，偏压接口电路700包含电流源706，用于将Ibias从电流模式 驱动器模块612a、b，614a、b驱动到各自的偏压单元608a、b，610a、b。在一个 实施例中，偏压单元608a、b，610a、b包含镜像器件708和RF器件710。镜像器 件708驱动RF器件710的输出集电极712端的Ibias。镜像器件708和RF器件710 均可为HBT器件。
图7B说明用于各个功率放大器518a、b的第三放大级508a、514c的偏压接口 电路的一个实施例。偏压接口电路750代表电流模式驱动器模块612c、614c和偏压 单元608c、610c的一个实施例。偏压接口电路750可被配置为驱动介于形成在第一 衬底702上的电流模式驱动器模块612c和形成在第二衬底704上的偏压单元608c 之间的偏流Ibias3和调制电流Imod。如前所述，第一衬底例如可由硅形成，第二衬底 可由砷化镓形成。
在一个实施例中，偏压接口电路750包含电流源756，用于将Ibias3从电流模式 驱动器模块612c驱动到偏压单元608c。在一个实施例中，偏压单元608c包含镜像 器件758和RF器件760。镜像器件758驱动RF器件760的输出集电极端762的Ibias3。 镜像器件758和RF器件760均可为HBT器件。调制电流Imod可由晶体管器件764 驱动到RF器件760的基极端766。在一个实施例中，晶体管器件764可为N-MOS MOSFET晶体管器件。集电极端762耦合到各个功率放大器518a、b的输出以产生 各自的放大RF输出信号424a、424b。如图所示HBT器件760的基极电流可通过 引入与HBT器件760的基极端766和电源(如电池)串联的N-MOS MOSFET晶 体管器件764来调制，电源在受控电压下传递所需的电流到HBT器件760的基极 端766中。在这种结构中，HBT器件760的集电极端没有压降。因此，相对于其中 MOS器件的情况，所能获得的最佳效率没有减少。此外，能支持的调制带宽不受 限于与大MOS器件相关的容性负载，且不受限于典型地克服MOS器件的非线性 特性所需的闭环。
图8说明无数字校正时在高功率下测量的AM-AM和AM-PM的传输特性图 800。特性被测量作为施加到晶体管760的基极766的基极电压的函数。水平轴802 代表基极电压。作为基极766电压的函数，第一垂直轴804以电压(如424a、b) 的形式表示RF输出电压的幅度。作为基极766电压的函数，第二垂直轴806以度 数(如424a、b)的形式表示RF输出电压的相位。作为基极766电压的函数，示 出了RF输出电压波形808的幅度和RF输出电压波形810的相位。
对以上系统和子系统的操作可进一步参照下面的附图和所附例子描述。一些图 可包括编程逻辑。尽管这里列出的这些图可包括特定的编程逻辑，但是应该理解编 程逻辑仅提供这里描述的普通功能性如何被实施的例子。此外，给出的编程逻辑不 必按列出的顺序执行，除非另有说明。另外，给出的编程逻辑可由硬件元件，处理 器执行的软件元件，或它们的任意组合执行。实施例不限于该情况。
图9说明逻辑流程图900的一个实施例。因此，功率放大器518a可被配置成 在晶体管760的基极端766接收极化调制信号402的幅度信号412a(902)。功率放 大器518a在晶体管760的基极端766接收极化调制信号402的相位调制载波信号 422a(904)。功率放大器518a将幅度信号412a和相位调制信号422a结合以在晶体 管760的集电极端762产生全复合波形424a(906)。
在一个实施例中，幅度信号412a可通过幅度校正模块110预失真，以补偿晶 体管760的非线性。此外，相位调制载波信号422a可通过相位校正模块112预失 真，以补偿晶体管760的非线性。
在一个实施例中，可在数模转换器的输入端口接收数字分段控制信号，可在数 模转换器的输出端口产生极化调制信号。
在一个实施例中，可由晶体管764接收电源信号，并可通过晶体管760将其与 相位调制载波信号422a和幅度信号412a结合。晶体管760集电极端762的电压可 在回落条件下相应于晶体管760的输出功率而调整。
此处提出的很多特定细节提供对实施例的充分理解。然而，本领域的技术人员 可以理解，实施例可没有这些特定细节而实现。另外，已知的操作、组件和电路未 详细描述以避免使实施例不清晰。应该理解这里公开的特殊结构和功能性细节可以 是代表性的，且不必限制实施例的范围。
还值得注意的是，涉及“一个实施例”或“一实施例”的任何情况意味着与包括在 至少一个实施例中的实施例相关地描述的特殊特征，结构或特性。在说明书中不同 的地方出现的短语“在一个实施例中”不必均指示同一实施例。
一些实施例可利用根据任意因素而改变结构来实施，因素例如期望的速度、功 率等级、耐热性、半导体制造过程、输入率、输出率、存储器件以及其它约束性能。
一些实施例可用措辞“耦合”以及它们的派生词描述。应当理解词语“耦合”可用 于表示直接物理或电接触的两个或更多元件。然而词语“耦合”也可意味着不直接接 触彼此但仍然彼此合作或互相作用的两个或多个元件。实施例不限于该情况。
当举例说明的实施例的某些特征在这里描述时，本领域技术人员可作一些修 正，代替，变化和等效。因此可以理解，所附权利要求将覆盖所有这些落入实施例 的精神内的修改和变化。