DC偏移校正装置和方法 |
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| 申请号 | CN200710001352.9 | 申请日 | 2007-01-10 | 公开(公告)号 | CN101014027B | 公开(公告)日 | 2011-12-21 |
| 申请人 | 富士通株式会社; | 发明人 | 大庭健; 舟生康人; 车古英治; | ||||
| 摘要 | 本 发明 提供了DC偏移校正装置和方法。该DC偏移校正装置即使在用于通过直接RF调制方法进行 正交 调制的无线通信设备中发送非调制 信号 时，也能够正确进行DC偏移校正。该DC偏移校正装置包括：固定值设置单元，用于设置用于从 调制器 输出具有特定 相位 的非调制信号的值；非调制信号切换单元，用于在主信号和由固定值设置单元设置的值之间切换；以及DC偏移校正控制单元，用于通过连续改变由固定值设置单元设置的值来连续改变从所述调制器输出的非调制信号的特定相位，并根据从相位进行了连续改变的非调制信号产生的反馈信号数据，通过DC偏移校正单元来操作要添加到 输入信号 的DC偏移校正值。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种无线通信设备的反馈型DC偏移校正方法，该无线通信设备在发送CW信号时通过直接RF调制方法进行正交调制，所述反馈型DC偏移校正方法包括： |
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| 说明书全文 | DC偏移校正装置和方法技术领域背景技术[0002] 近来，在无线通信设备中已经采用了正交调制来产生作为载波信号和输入信号(I和Q信道)的彼此正交的两个信号的乘积和(product sum)的调制信号，以便有效利用频率等。采用了用于将基带信号直接调制为RF信号，而不使这些基带信号通过中间频率的直接RF调制方法，以使发送单元小型化。 [0003] 在采用直接RF调制方法用于这样的正交调制的无线通信设备中，公知的是，在D/A转换器或调制器中产生DC分量(DC偏移)，而且载波泄漏(本地泄漏)被输出至外部。因为该本地泄漏是不想要的波，从而为了实现质量良好的通信，必须减少该本地泄漏。为了减少该本地泄漏，需要用来实现产生偏移电压以抵消调制器等中产生的DC偏移的功能的DC偏移校正电路。因为调制器等的DC偏移量随着温度以及待输入的I和Q信号的幅值而变化，所以优选的是，即使在无线通信设备工作时也更新DC偏移校正电路的参数并自适应地抵消DC偏移。因此，通过为无线通信设备设置的CPU利用基准信号数据或反馈信号数据计算DC分量并自适应地更新DC偏移校正装置的参数，实现了用于即使在温度和IQ幅值变化时也可以减少本地泄漏的装置。 [0004] 作为传统的DC偏移校正方法，公知两种方法。 [0005] 一种方法通过无线通信设备中的反馈回路接收发送的信号，仅通过该反馈信号提取DC偏移分量，并基于所提取的DC偏移分量，通过发送单元来校正DC偏移。通过该方法进行的校正被称为反馈型DC偏移校正或反馈信号积分型DC偏移校正。 [0006] 另一种方法从反馈信号和发送信号之间的差值提取DC偏移分量，并通过发送单元对它们进行校正。通过该方法进行的校正被称为基准信号型DC偏移校正或信号比较型DC偏移校正。 [0007] 图1表示具有DC偏移校正功能的直接RF调制无线通信装置的发送单元的结构的示例。图1示出了与这两种校正方法相对应的结构。集中地示出了I和Q信道信号的路由。 [0008] 根据图1所示的结构示例，输入到发送单元的发送信号被输入到DC偏移校正单元(10)，并且在采用基准信号型DC偏移校正时还经由延迟电路(91)将该发送信号存储在存储器电路2(90)中作为基准信号(Ref信号)。在DC偏移校正单元(10)中，根据存储在存储器电路1(80)或存储在存储器电路1(80)和存储器电路2(90)中的数据，通过CPU(60)的DC偏移校正控制对输入到DC偏移校正单元的发送信号进行DC偏移校正处理。将进行了DC偏移校正处理的发送信号输入到DA转换器(20)，并由DA转换器(20)将其从数字信号转换为模拟信号，并将其输入到正交调制器(30)。正交调制器(30)根据被转换为模拟信号的发送信号以及作为第一本机振荡器(51)的输出的RF频带载波信号产生调制波，并将调制波输出到主放大器(40)。主放大器(40)放大该调制波。经放大的调制波被输出到外部，还被反馈回发送单元并被输入到混频器(31)的一个输入端口。 [0009] 第二本机振荡器(52)的输出被输入到混频器(31)的另一输入端口。可以通过将该调制波转换为基带信号来获得混频器(31)的输出。该基带信号被AD转换器(120)从模拟信号转换为数字信号。将该数字信号与数控振荡器(70)(可通过CPU(60)来调节其相位)的输出一起输入到解调单元(130)，对其进行解调并将其存储在存储器电路1(80)中作为反馈信号数据。 [0010] 在反馈型DC偏移校正方法中，CPU(60)连续读取存储在存储器电路1(80)中的反馈数据信号以对它们进行积分，根据积分值来推测DC偏移向量的方向，并设置参数以沿相反方向给出合适的幅值，从而抵消DC偏移。 [0011] 在基准信号型DC偏移校正方法中，利用了反馈信号和基准信号，该反馈信号是通过经由反馈路由将主放大器(40)的输出解调为基带IQ信号而获得的，该基准信号为调制前的基带信号。通过从该反馈信号减去该基准信号、利用通过提取发送信号的DC偏移分量而获得的误差信号计算倒相参数、并更新DC偏移校正单元(10)的参数，来去除DC偏移。在该操作之前，必须调节数控振荡器(70)的相位以正确地计算误差信号，必须调节反馈信号和基准信号的相位，并且基准信号和反馈信号的信号点相位必须匹配。 [0013] 在这种情况下，尽管进行这些DC偏移校正以对出现在调制频率中的载波分量进行校正，但发送装置有时发送CW信号(非调制信号)用于作为装置测试的一部分的频率检查。 [0014] 如果在发送该测试CW信号时，发送与调制频率相同的频率以进行测试，则在反馈型DC偏移校正的情况下，不能区分该CW信号分量和在反馈信号中出现的DC偏移分量，从而不能令人满意地进行DC偏移校正。 [0015] 图2利用IQ平面内的信号向量说明了上述情况。 [0016] 如图2所示，DC偏移向量和CW信号向量的和成为发送信号向量，该DC偏移向量应该被校正为“0”，而该CW信号向量应该被发送。在反馈型DC偏移校正的情况下，试图校正该发送信号向量。 [0017] 在基准信号型DC偏移校正的情况下，如果DC偏移分量的影响很大，则不能获得正确的校正值。这是因为，由于如上所述因相位调节而使反馈回路中的数控振荡器(70)的相位与DC偏移分量的相位匹配，从而不能获得正确的相位。 [0018] 图3A和图3B示出了上述情形。图3A示出了其中DC偏移分量较小的情况。如图3A所示，由虚线表示的CW信号向量与反馈信号向量一致。因此，在这种情况下，通过相位调节使反馈信号的相位与基准信号的相位相匹配，可以正确地计算DC偏移。 [0019] 图3B示出了其中DC偏移分量较大的情况。如图3B所示，由虚线表示的CW信号向量为反馈信号向量与作为载波分量的DC偏移向量之间的差。因此，在这种情况下，由于相位调节而计算出错误的相位，从而不能计算正确的DC偏移。 [0020] 专利文献1：国际公开No.WO2005/025168A1。 发明内容[0021] 本发明的目的在于提供一种即使在发送非调制信号时也能正确校正DC偏移的DC偏移校正装置。 [0022] 根据本发明，为了解决所述问题，在采用直接RF调制方法用于正交调制的无线通信设备发送非调制信号时，该无线通信设备在连续改变非调制信号的相位的同时发送所述非调制信号，对在连续改变非调制信号的相位的同时发送的所述非调制信号的反馈信号进行积分，并通过所述被积分的反馈信号的积分值对DC偏移进行校正。 [0023] 因此，根据本发明，DC偏移校正装置包括：固定值设置单元，该固定值设置单元用于设定用于从调制器输出具有特定相位的非调制信号的值；非调制信号切换单元，用于在主信号和由所述固定值设置单元设置的所述值之间进行切换，并输出所切换的主信号或所述值；以及DC偏移校正单元，该DC偏移校正单元用于通过连续改变由所述固定值设置单元设置的值来连续改变从所述调制器输出的所述非调制信号的特定相位，并根据从相位进行了连续改变的所述非调制信号产生的反馈信号数据的和值，计算所述DC偏移校正单元加到输入信号中的DC偏移校正值。 [0025] 图1表示传统无线通信装置的发送单元的结构的示例。 [0026] 图2说明传统的反馈型DC偏移校正在发送非调制信号时的问题。 [0027] 图3A说明在发送非调制信号时正确进行传统的基准信号型DC偏移校正的情况。 [0028] 图3B说明在发送非调制信号时没有正确进行传统的基准信号型DC偏移校正的情况。 [0029] 图4示出了本发明的无线通信设备的发送单元的第一结构的示例。 [0030] 图5说明在本发明中通过非调制信号的相位旋转来计算DC偏移向量的方法。 [0031] 图6A说明执行图5示出的方法的第一处理流程。 [0032] 图6B示出了用于执行图6A示出的第一处理流程的功能结构的示例。 [0033] 图7A说明执行图5示出的方法的第二处理流程。 [0034] 图7B示出了用于执行图7A示出的第二处理流程的功能结构的示例。 [0035] 图8示出了本发明的无线通信设备的发送单元的第二结构的示例。 具体实施方式[0036] 图4示出了本发明的无线通信设备的发送单元的第一结构的示例。在该结构中，非调制信号切换单元(151和152)、I信道幅值设置单元(141)以及Q信道幅值设置单元(142)被添加到图1示出的传统结构中。在该结构中，针对I和Q信道来划分组件，并对其进行描述。不描述用于进行基准信号型DC偏移校正的组件，因为它们与本发明无关。 [0037] 如以下清楚描述的那样，I信道幅值设置单元(141)以及Q信道幅值设置单元(142)对应于本发明的固定值设置单元，而CPU(60)对应于DC偏移校正控制单元。 [0038] 以下描述图4所示的组件的操作。 [0039] 发送I和Q信道主信号的操作与图1示出的操作相同。 [0040] 在发送非调制信号时，非调制信号切换单元(151和152)分别切换至I信道幅值设置单元(141)以及Q信道幅值设置单元(142)侧。然后，通过正交调制器(30)产生非调制载波频率信号，这些非调制载波频率信号各自具有与幅值的各个比率相对应的相位，并且从主放大器(40)发送各自具有特定相位的非调制信号。 [0041] CPU(60)连续改变I信道幅值设置单元(141)以及Q信道幅值设置单元(142)的设置值。本领域普通技术人员清楚地知道，通过连续改变I信道幅值设置单元(141)以及Q信道幅值设置单元(142)的设置值，可以连续地改变从主放大器(40)发送的非调制信号的相位。然后，通过将各自具有特定相位的非调制信号的反馈信号数据分别存储在反馈信号I信道存储器(81)和反馈信号Q信道存储器(82)中，并对数据进行积分，可以获得作为所述相位下的CW信号向量和DC偏移向量的和的发送信号向量。 [0042] 因此，通过计算将非调制信号的相位连续改变360度(一个循环)而获得的发送信号向量的和，可以抵消CW信号向量，从而可以获得DC偏移向量。 [0043] 图5表示在本发明中通过非调制信号的相位旋转来获得DC偏移向量的方法。 [0044] 在图5中，非调制信号的相位每次旋转45度，从而获得8个CW向量。如果如图5右侧所示对这8个CW向量求和，则CW向量彼此抵消，从而可以获得DC偏移向量。 [0045] 如图5清楚示出的那样，使非调制信号的相位旋转，以使得对应于各个相位的CW向量的和可以变为0。因此，无需每次都将相位旋转相同的角度。还可以一次性地旋转180度。 [0046] 图6A说明执行图5所示的方法的第一处理流程。图6B示出了用于执行图6A示出的第一处理流程的功能结构的示例。通过图6B描述的DC偏移操作单元(362)来执行图6A所示的处理。 [0047] 以下参照图6A和图6B描述本发明的处理的示例。 [0048] 在图6A的步骤S100中，图6B所描述的DC偏移操作单元(362)初始化存储在累计积分值存储单元(374)中的积分值。然后，在步骤S110中，指示解调单元(130)将解调反馈信号数据写入到反馈存储器(380)中。 [0049] 在将数据写入到反馈存储器(380)中后，在步骤S120中，从反馈存储器(380)读取所有各条写入反馈信号数据，并且在步骤S130中，对所读取的反馈信号数据进行积分。然后，在步骤S140中，将积分值添加到存储在累计积分值存储单元(374)中的值。 [0050] 被写入到反馈存储器中的反馈信号数据对应于此时的发送信号向量的方向。因此，尽管写入的次数在理论上可以是一次，但是在多次的情况下，其操作可以更加稳定。 [0051] 然后，在步骤S150中，在相位设置单元(330)中设置用于使非调制信号的相位旋转n度的设置值，该n度为360度的一个整数部分(integralorder)的预定角度。 [0052] 然后，在步骤S160中，确定相位是否已经旋转了必要的角度。尽管在图6A中示出了“旋转了360°？”，但这只不过是表示相位是否旋转了必要的角度。在图6A的流程中，因为在步骤S110至步骤S140之后的步骤S150中旋转相位，所以从软件逻辑的角度严格来说，确定了相位是否旋转了(360-n)度。另选的是，还可以在步骤S110之前旋转相位。在这种情况下，确定相位是否旋转了360度。 [0053] 如果在步骤S160中确定为否，则重复步骤S110及其以后的处理。如果为是，则流程前进至步骤S170。在步骤S170中，根据在步骤S140和步骤S180中获得的结果来计算校正值，并且在步骤S180中，在DC偏移校正值设置单元(390)中设置所述值。 [0054] 图6B示出的DC偏移操作单元(362)可以由图4所示的CPU(60)以及该CPU(60)上的程序来实现。尽管还可以如反馈存储器(380)一样从外部提供累计积分值存储单元(374)，但优选的是，通过CPU(60)中的寄存器来实现。虽然相位设置单元(330)可以通过图4所示的I信道幅值设置单元(130)以及Q信道幅值设置单元(140)实现，但它还可以由CPU(60)中的寄存器来实现，而且也可以将幅值从寄存器传送到I信道幅值设置单元(130)以及Q信道幅值设置单元(140)。可以为图4所示的DC偏移校正单元(11和12)提供DC偏移校正值设置单元(390)，或者通过CPU(60)中的寄存器来实现该DC偏移校正值设置单元(390)。 [0055] 解调单元(130)与图4所示的解调单元相同。反馈存储器(380)对应于图4示出的反馈信号I信道存储器(81)和反馈信号Q信道存储器(82)。 [0056] 虽然在图6A和图6B中使用了术语“积分”和“积分值”，但是这些术语分别对应于总和或总计结果，因为它们为数值的积分。 [0057] 上述对应关系也适用于以下将描述的图7A和图7B。 [0058] 接下来，将描述本发明的处理的另一示例。 [0059] 图7A说明执行图5中示出的方法的第二处理流程。图7B示出了用于执行图7A所示的第二处理流程的功能结构的示例。 [0060] 在图7A的步骤S200中，图7B示出的DC偏移操作单元(361)初始化存储在第一积分值存储单元(371)和第二积分值存储单元(372)中的积分值。然后，在步骤S210中，指示解调单元(130)将解调反馈信号数据写入到反馈存储器(380)中。 [0061] 在将数据写入到反馈存储器(380)中后，在步骤S220中，从反馈存储器(380)读取所有各条写入反馈信号数据，并且在步骤S230中对所读取的反馈信号数据进行积分，并将积分值存储在所述第一积分值存储单元(371)中。 [0062] 然后，在步骤S240中，在相位设置单元(330)中设置用于将非调制信号的相位旋转180度的设置值。 [0063] 然后，在步骤S250中，再次指示解调单元(130)将解调反馈信号数据写入到反馈存储器(380)中。 [0064] 在将数据写入到反馈存储器(380)中后，在步骤S260中从反馈存储器(380)读取所有各条写入反馈信号数据，并在步骤S270中对所读取的反馈信号数据进行积分，并将积分值存储在第二积分值存储单元(372)中。 [0065] 然后，在步骤S280中，对存储在第一积分值存储单元(371)和第二积分值存储单元(372)中的值进行求和。然后，在步骤S290中，根据在步骤S280中获得的结果计算校正值，并在步骤S300中，在DC偏移校正值设置单元(390)中设置所述值。 [0066] 在第二处理流程中，因为在步骤S240中快速地改变非调制信号的相位，所以其输出波形即刻变得紊乱。因此，只有在无线通信设备没有问题的情况下才能应用该第二处理流程。然而，在第一处理流程中，因为在数值上使非调制信号的相位缓慢旋转以尽可能多地减少波形的不连续分量，所以没有波形紊乱。 [0067] 因此，也存在这样的一种变形，其中如第一处理流程中的那样逐渐将相位旋转到180度，最后对它们的值进行积分，从而防止输出波形在第二处理流程中变得紊乱。 [0068] 接下来，将参照图8描述本发明的无线通信设备的发送单元的第二结构。 [0069] 图8示出的无线通信设备采用频率复用方法，并且对每个载波单元都设置本发明的固定值设置单元和非调制信号切换单元，以进行频率复用。 [0070] 在图8中，设置有四个载波单元，并且典型地示出了载波单元(200)及其内部结构。 [0071] 载波单元(200)包括非调制信号切换单元(210和220)、开/关单元(250)以及频移单元，所述非调制信号切换单元(210和220)分别用于在I信道主信号和I信道幅值设置单元(230)的设置值之间以及在Q信道主信号和Q信道幅值设置单元(240)的设置值之间进行切换，该开/关单元(250)用于打开/关闭设置了开/关的载波。该频移单元包括I信道混频器(261)、Q信道混频器(262)、90°相移器(270)以及频移振荡器(280)。 [0072] I信道混频器(261)和Q信道混频器(262)的输出被输入到合成器(290)，从而将各个输出与来自另一载波单元的信号进行合成。 [0073] 在将合成器(290)的I信道主信号输出和Q信道主信号输出输入到DC偏移校正单元(11和12)之后的操作与以上参照图4所述的操作相同。CPU(60)可以通过改变I信道幅值设置单元(230)和Q信道幅值设置单元(240)的相应设置值而改变非调制信号的相位，并通过对多条反馈信号数据进行积分来计算DC偏移向量，从而彼此抵消CW信号向量。 [0074] 因此，可以获得用于精确校正DC偏移的值。 [0075] 如从以上详细描述清楚示出的那样，包括为了实现本发明的偏移校正而由CPU(60)执行的程序作为本发明的一个方面。当然还包括用于存储该程序的存储介质作为本发明的一个方面。 |
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