数字式零中频选择性装置

熟知的那样·从预选器76输出的经通带限制的信号接着加到抽样保持电路78.抽样保持电路78也能完成吧收到的模拟信号换成数字信号的功能。精通技术的人懂得。这种功能可由在抽样保持电路后面的常规A/D变換作为单独的方块来完成：然而，对 本图来说，可把它们看作为一体·

除了在以前说过的对低通滤波器32和32’的速度限制之外·抽样保持（以及A/D变換）78的工作速度将决定接收机的最大速度（也就是，抽样保持电路73工作得越快，接收机的频带宽度越寬?抽样保抟电路的输出，尽管在困上表示成单线.但車 实上*多倥的数字字,就像以前在02ISS2Od?i不同部分中说明过的爆样.这些信号被分成相等的两部分 加到正交混頻署22和24，介紹的为输出一个中心頻率为Ofiz的頻带银制过的己俟复的傖号，DZISS如敢面所阐述的那袢工作，

输出信号如到抽样速車编减器80a和80b上，以 降低抽样速率，而因此降低以后的电路所需要的功 耗·这种-大量去除_过程也在数字低通滤波器32 和32,中进行，如前面所述的.当抽样速率降低到一 个可接受的量级（例如从IOOffiz到IOOKHz),两个信 号，仍旧是相位差90°，被加到解调和音頻诙复电路 82上·解调和音頻电路82可用多种熟惹方法之一来做成，特别是可采用可编程数字信号处理 正如在技术上熟知的玀样·解调和音麵电路输 出然后可加到音頻功率放大器和杨声器，向接收机 操作者提供己恢复的音頻·这样就说明了用本发明 DZISS的数字式接收机·

现在请参着图17,图上给出了俊用本发明的 DZISS发射机的一个说明性方块图?基本上，输入信号加封音頻和调制*电路84。输入信号可以是一个语音信号.如果是这样，音頻和调制署电路84可包括一个模拟到数字的变換SM A — D) ?反之，语音可在音頻和调制器电路84之前己被变換成数字信号， 在音麵和调制署方块中就不需要ΑΙ換 一种请况.輪入信号可以早已是数字形式的.例如， 如果此声音是由语音综合电路所产生的《音頻和调 制器方块S4的进一步功能是把音线傳号分期成进入 正交通路·这些正交通路分开地接到抽样速率增长 电路6a和86b.增长的抽样信号現在分别加 到数字?通滤波器33和??波器以同样的方法限 射数字信号的通帚·如以前对图2所播述的那样·

限制了通带的偏号现在加到正交混频器22和24.另外还加上a字正交本镇26的正交本振信号?正交本振22和24?输出偏号正編法电路邸中加(2 的补码）并把它送到D/A电路90· DZASO的输 出包含一菜到离齩的有K蕾寬的幅度鼬冲》它被低通滤波器91光滑化成一个连续波形.低通滤波器与 D/A交換90的输出相逢低通滤油》91的输出. 現在是一个连续模拟信号，被加到功率放大器92，便信号功率增加到适当的大小。这主要取决于发射机所需要的功率大小，被放大的信号再次由带通滤波器94进行频带限制，以使发射机至发射包含信号信息的那部分频谱，而不回去干扰周围环境的频谱。频带限制过的信号通过天线96广播出去，正如在技术上熟知的那样。这样，使用本发明DZISS的发射收就已得到描述，其中就在发射之前，把数字信号变换回模拟形式。

现璨在请参看图18.以方块图形式显示了接收机 所用的DZISS的另一种装置^如前所述.输入信号加到连接点36和38上，作为加到乘法器22和24的第一 输入.作为如到正交澀頻*22和24的第二输入分期 是数字正交本振信号28和30*混頻?22和24的N — 位乘积下一步裱加离数字ft逢滤波器的单个节上， 如以故在图5中所播述过的·数字任通滤波器节10 Oa和IOOb对于毎条正交路径?搌供两个滤波扱点. 此滤波*节或者是用困11所示的高速度实现或者是 困5具体化的用于妖数*率的·数字飫通濾波器节 IOOa和IOOb之后，分别??到抽样建聿编减器102a和 102b· _样速串缩减Sl02a和102Μ觉输出现在加 到时分复用电路104上·

基本上，如果抽样速率被降低到—个适合的数量， 数字低通滤波器的最后三节以做成时间分享的，因为从高速节到抽样之间有非常多的可用时间.这就表示在费用和尺寸上可大大节省时间.因为三个第二阶数字低通滤波器节省可者去不做·由子数字ft通 滤波鼉节106 a — b处理飫逢的教字倍息.这样財钟 速度的距动也必須适当.因此，时钟34被 分頻器HO以降低时钟逢度减小的貴可与抽样逹串 编碱器102a和102b的M小部分相比较.这样可使同 步得以保持滤波器节106c的输出是麵带限制过的 N位数字信号，同图I中在40和42处的信号相同（虽 然它们是时间多路化了的）·滤波器节106c^J输出加 到时间反多路选择电108,它可把信号分开，仍旧成为它们原先的正交通路（虽然这时它们已被适当地频率限制过），并把它们分别在输出端口40和42上输出，这样，选择适当的缩减率，就使制作本发明的DZISS的费用以及装置的体积大大节省了·

尽管本发明的一个特别装置已加以描述及示出，但应该看到，本发明并不仅限于此，因为有许多改进可做·因此可以期待，现在的应用可包括任 何的和所有的这样一些改进，即它们厲于这里所揭示的和权利要求的基本性原的真实精神和范围之内·

图6以图形表示在以前的技术中使用的组合波器方法。

图9 a — b以图形表示本发明所阐述的组合波器和滤波器响应：

图10以图形表示本发明所阐述的组合合滤波器响应

困11是具有图10所示响应的数字低通滤波器节的具体装置；

图12a _c是在图I的A点处出现的示范性信号的时域和頻坺的表示图，

图13a — c是在图I的B点处出现的示范性信 号的时域和頻坺的表示图：

图14a — c是在图I的C点处出现的示范性信 号的时域和頻坺的表示图：

图15a — c是在图I的D点出现的示范性信号 的时时域和頻坺的表示图1：

图16是使用图I的数字式零中頻选择性装置的接收机方块困，

图17是使用图2的数字式零中頻选择性装置的发射机方块图丨

图18是数字式零中頻选择性装置的另一种具体装置的方块图，其中数字式低通滤波器可分为高速段和低速段两部分.在低速段是以时间分割的多路传输，这祥可节省费用和空间.

现在请参看图I，图上给出根据本发明制成、且特别适用于接收机的数字式零中頻选择性装置 (DZISS)的方块困.基本上，DZISS(数字式零中頻选择性装置）20包括一个同相混頻器22, —个正交相位混頻器24,—个数字式正交本振26提供一个同相的本振信号28和一个正交相位的本振信号30),

两个数字式低通滤波器32和37和一个时沖信号源34.

在接收机中使用数字式零中頻选择性装置电路时，同一个数字式信号同时加到输入端子分别为36 和38的同相混频器22和正交相位混频器24,通常，

端子36和38并不是单根线.事实上是代表一个L-位的数字字的多根线.在任何給定的应用中使用的数字的实际长度取决子许多因包括所要求的分辨率，所要求的动态范围以及接收信号的抽样頻串·例如，在接收机以20MHz抽样的典型无线电信号时， 12位字长可认为具有可接受的性能，

混頻器22和24具有作为输入相差90°的本振信号的第二输入端，分别为28和30·如上所述，这些本振信号并不是单线连接，而是在相位上相差90°的 两个信号（也就是正弦波形和余弦波形）的M位离Ift 时间表示，潺頻器22和24执行Li输入字和Ih位本 捩字之间的乘法，将结果四舍五入形成一个NH4_ 出字，把它们从混?器22和24的?出端子37和39_ 出分别加到数字飫逢滤波器的输入端子40和42,

数字字的长度参数L，M.和N可加以选择以 获得可接受的嗓声性能.当数字字加长时，可有更 多的量化电平来表示信号，正如在技术上所熟知的 那样，较小的量化增量可改善嗓声性能?这种处理方 法镆似式混頻器的工作，即把供拟混頻*的正弦和 余弦萊积进行求和以及差值的方法很相似?然而，模拟混頻器的上述所有问應在数字式执行过程中都可 得以避免，这是由干数字混频器具有完美的直线性·

由上述乘法产生的数字字加到数字滤波*32和 32^上，以对接收頻率的頻?进行频带限制，数字 滤波器32和32'结构上是完全相同的，它们可藉滤波器来形成，更详细的情况栴在以后说明.滤 波处理以后，数字信号从端子41和43输出，并送往 任何可采用的数字解调装置·例如，釆用可编程的数字信号处理器(DSP)来实现数字式解调是很便利 的·

现在请参看图2,以方块图形式显示了用子发射机的数字式零中顗选择性装置（KUSS)·要发射的数字信号加到低通滤波*33和的端子47和51·可把信号频谱限制在一定的通带内，然后把它们分别加到混频器22和24的綸入端子36和38·如上所述·混频器22和54接受本振信号作为第二个输入，分别为28和30·上变頻后的信号分别在端子37和39输出，

然后把它们送到任何可对信号进行算术相如（二进制加法）的常用的加法电路，正如在技术上所熟知的那样·接着通过D—A变换器把信号变换成模拟形式，最后藉常规的装置将它们发射出去.从上述的讨论中，可明显地看到，把DZISS布局从接收机的 构形变成发射机构形，或反之，所需要的全部变动只是将混频器22和24以及数字低通滤波器装置的输入/綸出数据tt进行简单的反向，这样，图I和图2中的DZlSS 20可掮供一个简易，便宜以及通用的中頻装置，它可很容易地使用在接收机和发射机 中·

现在请参看图3,图上绐出了数字正交本地振荡器26的方块图，DZISS的执行过程关键戧在子产生 用干正交过程的精韉而镱定的正弦和余弦波形 的离散时间信号的能力，因此，数字正交本地振荡 器26是DZISS的关键部件?传统的技术，例如数字式 反馕搌菡器，在反》路径中使用系法器，从而使捩 菡器的工作速度受到严重的限制·较先进的技术， 例如宜接ROM(只读存雔*)检査方法，利用了这一 亊实，即正弦和余弦波形可表示为单位幅度的复数 相量eia 的实部和虚部，其中fc是所用的教

頻.nT是离散时间变置T等于抽样周期，即等于抽样頻率的倒?)·然而，宜接ROM方法只是简单地存储 所有可能的复相量值，如果所用的頻率数量很大时， 也就是所*的复相*总数很大时，就会导致要求ROM 有很大的容童，这种大容量ROM的要求由于化费和尺寸太大，在数字正交本振中往往*无法实现的·

本发明使用一种因子RCIttie它利用了这一事实，即单位长度的复相量可分解为两个复相量，称作为粗复向量和细复相量的复数系积，这样单位 幅度的复相童可以表示为因此.单 位幅度的?相量可用在ROM中分开存储粗复童值和 细复相量值的方法来实现，把这两个复相量值相乘 就可得到正交混頻器所需要的正弦和余弦的离散时间值，这种分解因子法的优点在于用来存储粗复相 童值和细复相量值所必需的ROM总量可比直接ROM检 査法所霱的ROM总量大大减少·为获取这种ROM尺寸减少的代价是引入完全粗相童和细复相的复数相乘的电路，通常，一个复数相乘可用四个乘法器 和两个加怯器来完成?藉叻干合理选择妞复相量，并 注意到小角度的余弦近似等于I ,就可取消存放余 弦细复相童的ROl此外，把小角度的余弦值近似当作为1就可以为计算复数乘积所需要的乘法装置中去掉两个乘法这就可使因子R OM法执行时既节省费用又可减小尺寸·

现在请参看图3,图上以方块困形式显示了当使用因子ROM法时采用的数字式正交本振26·正比于所要的頻率的頻率信息.以M位二进制数的形式装载进通进頻串镇存署44·波道頻率镇存器可许多不同的形式来实理·例如，《设M-20,五个 级连的74LS175(4Dik发器.由Itotoro I a公司等制造） 提供了一神可接受的装置·精逢技术的人会僅得. 通道頻率锒存器44可以用各种方法装栽。例如，在 单頻无线电装置中，通道頻率镇存器可永久性地装 入—个单个二进制数·对于多頻率无线电装置，通 道频宰锒存器44可从一个EPROM^ROM的可査找表袼 进行装栽，也可由徴处理器进行计算并加以镇存。

通道頻率锒存?44的输出连接到二进制加法器 46.精通技术术的人将会懂得得，在以下讨论的数字式IE交本振26中其它功能块的所有耦合线事实上都是 多位二进制字，而不是单线连接·加法器46的输出 连接到相位累加器4?·相位累加器48可作为一个M 位二进制锇存器来完成其功能，此镇存器可用来保 持要寻址的R OM的下一个位置的地址·这祥，相 位累加器4S的输出就连接到粗值余弦ROK50，粗值正 弦R0M52.和细值正弦R0M54 (记住：由干钿值余弦 近似等于I,故不嚮要细值余弦RO*)·此外，相位 累加器48的输出被反埔到加法《46.栴把它和代表 放在通道頻率锇存器44中的通道頻率信息的二进制 数进行相加（按樓一 2 M)·相位累加器48的输出按 毎个时沖脉冲更新一次，通常这就是抽样頻率，此 二进制加法的结果就是_相位累加器48保持著上一 个地址加上通道頻率镇存器中包含的二进制矢量所 得的二进制和（正比子相位）这个数表示产生正交 本振信号28和30所*要的下一个地址·

在实际执行过程中.从相位累加输出的二进制字被分两段，这样仅仅把相位器加器48的高位比特送到ROM50和52,而把其低位比特送到ROM54?如 上所述，这些比特是ROM字位用的地址·在收到—个地址后· R0H50,52和54在它们相位的输出翊上 檎出位干收到的地址处的数字二进制字?然后，由这 三个二进制数经过算术运算产生数字式正交信号· 为产生余弦波形（也就是复数波形的实数部分）.粗值正弦R0K52和细值余弦ROM的输出出先在乘法器56中相乘然后把乘法器56的输出送到加法电路60中，使粗值余弦ROM50的输出值减去乘法器56的输出值（以2的补码形式）。这个算术运箕就给出了余弦值，它在端子28输出并连接到图I的正交混頻器 22上_为产生数字式正交本捩的正弦值，粗值余弦 R0M50和细值正弦R0B54的输出在乘法器58中相乘。 乘法器56和58均可采用例如，TRW公司制造的MPY016k乘法器58的输出送到加法电路62,使它和粗 值正弦R0M52的输出相加?加法电路62经过连接线30 输出离敎时间正弦值的数字字，它将加到图I的正 交混頻器24,因此，由于正弦信号和余弦信号的离散时间值是由数学计算得到的，这样，使用最小的 R O M容量就可获得完蕃的90°相位控制。

利用了余弦和正弦波形的对称性还可进一步减少粗值ROM的需要童，因此粗值ROM只需存储 位于前八分之一的相量单位圓周上的单位蝠度复相 量值.精通技术的人会憧锝，单位幅度复相童旋转 360°代表正弦式余弦值?由子正弦波形的对称特性， 在前八分之一的单位DS周上的余弦和正弦波形的数 值与在困周的其它八分之一上的余弦和正弦波形的 数值相同，只是除了可能的符号改变和作用的转换 (也就是正弦变成余弦或反之）·因此.假如有一个 指示器.表明复相量当前处于那一个八分之一圃周 范围，并且有一个根据现行的八分之一圃周范围进 行反号以及/或把粗值余弦RQM50和粗值正弦R0M52 的输出进行交换的电路.那么所需要粗值复相量仅 仅是第一个八分之一8S周上的复相置值·八分圆周 位置的指示器可以使用三个二进制位的R OM地址 来很客易地做戍.例如，三个最高位比特（MSB)可 用来指示八分圓.而刺下的二进制位可用来做为存 放粗值复相量的R OM的地址·

这样.因子ROM法的本振可减少ROM的容量，而保持了可接受的頻率分辨率·例如，为组成一个工作在20MHz的数字式正交本捩26.粗值R0ll50 和52毎个可用一块32x16的R O M做成，而细值正弦 R0M54可用一块128x8的R OM做成·结果是使用了大约2000位的ROM就可达到约为600HZ的频率分辨 率·

对干高速抽样速率的工作，最好釆用因子ROM法的装置，因为除了相位累加器之外，没有其它的电路要连接成反馈的形式*这就允许把本振电路的其余部分装成流水线状，以获得非常高的工作速度，(特别是乘法器56和58,它们是限制速度的主要关键）流水线包含在某些关键点引人的镇存器，例如 在乘法器内部，正如在技术上熟知的那样·这样. 因子R OM法的本振输出了所选定頻率的M位离散时间的数字式正交信号·

现在请參看图4 a,图上给出了数字低通滤波器的方块图，精通技术的人可以懂得，图1的数字滤波器32和实际上是同样的滤波*,它们仅仅是为了便干对发明的DZlSS进行讨论而加以区分的· 所有数字滤波器的结构基本上都由三个同样的部件所组成：相加器，乘法器以及延时电路（通常 是锁存器式R AM}·影响数字滤波《性能的因素全 在干滤波器的各种参量是量化的，也软是滤波器 只有有限的精度，而没有模似滤波器所具有无限的精确度*数字滤波器的有限精确度基本上引起三种主要的性能影响，这些影响在别作数字滤波*的 任何情况下都必须加以控制.

系数的四舍五入是这些影响之一，数字滤波器 中常数值的某数确定了滤波器的頻串响应·为使这些系数由数字式的有限位数来表示而对系数进行四舍五入的结果会导致滤波器响应的永久性的可预计的变化*这种变化类似干模拟滤波器中改变RLG 值而引起的变化；然而.数字滤波器不会受到象在 模拟滤波器中热样的温度变化所带来的損害?通常. 滤波器的Q值越高【也戧是对干抽样逋率来说的窄 带滤波器）頻率响应受系数的四舍五入的影响而变 形越严重，除非使用特殊的结构·裉据这一事实， 即中頻滤波器通常是极窄頻帝的或离Q的滤波罌， 所以合理地选择滤波器的结构是至关重要的·

舍入噪声是数字滤波器中必須裱控制的另一个 性能特征.进入数字?波器的数据当然己被舎入为 有限比特数，而且在滤波器中某些点上，几乎必須 经常进行額外的舍入·这些舍入·会在滤波罌中产生 误差信号或嗓声信号，例如，假设滤波器所用的数 字字长是16位以及系数以10位表示·毎次燊法运算 戟会产生一个25位的桑积，当把此结果放回存储器之前，必须把它舍入成16位·

数字滤波器中要控制的最后I个主要影响是溢出电平，数据抽样以有限的二进制位数来表示·这 一点就意味者滤波器中有一个与毎个节点有关联的 最大可允许的绝对值·如果超过此鎩大值·就会会导致溢出现象（如果使用2的补码的二进制算术运算，

通常就是“空白点”)这个最大可允件的数据值. 再加上所述的舍入嗓声电平就决定了滤波器的动态范围。

数字滤波器的制作可采用几种常用的结构·-个直截了当的设计方法是第一阶或第二阶直接形成滤波器节加以级联起来，直至把所要的盼数的滤 波署节全》联起来为止*这神方法的优点在子它的 β明性，和有规W性以及便子进行滤波器设计.然 而.这种常用方法也有许多缺点.主要*由子制作 窄带滤波器需要相当高精度的滤波器象数的表示式 (例如16位）·这戧要求在滤波器节的反馈通路中完 成相当复杂的藥法（例如，16X20位）·乘法对滤波器的工(V帝来了严重的速度和时间限制·此外.-神用在如逋逻辑电路的常用方法一流水线_列也不 能用在反《回路中·最后，高精度速度的乘法器将 消耗巨大的功幸，

现在请参看困4 a,困上给出了用干DZISS的数 字飫通滤波器的方块图.在所采用的低速装置中. 数字低通滤波32可包含四个级联的飫通滤波器节 64a—d,这些滤波器节在结构上是相同的，而且 想不使用乘法罌.在《通滤波器节64a和64b之间是 抽样逋串缩减器66.抽样速率缩减器66可采用许多 形式来实现·例如，如果数字的长度为24位，那么四个级连的74LS174(六D豔发罌·由Motorola公司 等制造> 提供了一种可接受的装S,精通技术的人会懂得，可使用任意数量的数字滤波器节，也可在 任意或所有滤波31节之间接进抽样速率缩减器β此 外，滤波署节具有同一结构并不是必需的，但这样 可使实际制作简单方

高速数字逻辑电路会消耗大功率·因此.尽可 能早地把数字信号的抽样速率降低下来，以减小在 抽样迪率降低点以后的滤波器节的功率损耗是有好 处的·本发明在滤波器结构中采用抽样速率绾减装 置把它紧接捶入第一滤波器节后面·此外，抽样速 串的编减器经常放在数字低通戏波器32之后以及无 线电接收机的音頻解调部分之前.

抽样速宰縮减.在数字信号处理的术语中常被 称作为大量去除'可简单地看作从前面的输出抽 样中除了保留所选的一个子组以外，去掉其它所有的.由子?大量去除"等效于以一个较飫的速率重 新进行油祥.精通技术的人会懂得.被重新抽祥的信号的带宽必须比离速采样信号的带宽小一定的数量.以防止混淆，大量去除通常是希望采用的· 因为一系列給定的操作如果以较低进行，经常可用较少的电路来实现·此外，对于CMOS技术（互补金属氧化物半导倖},低速运行可以减小功耗·这样，本发明的窄带数字濾波籌32和37可使有后来的电路以有利的降低速率进行工作.

现在请参看图4 b,并且结合参看图4 a,图上 以方块图形式显示了图2的数字低通滤波器,基本上，数字飫通滤波器33是由将图4 a的数字低通滤波器32重新进行排列而形成的?然而，在发射机中， 抽样速率是增加的*因此，抽样速率增长69安放 在数字低通滤波器节641湘640间，这样在最后一 节滤波器之前都可按飫速工作，因而可使功耗为最小?抽样逋率增长器69可以裱做成抽样和保持电路， 它可连续地输出相同的抽样，直到接收到下一个抽 样?这种"内插"过程能够用在下一个抽样到达之前 把保持的抽样重复（N — I)次的办法来将数字式倍号 的抽样速率增加到N倍.内插磉实引进了Sin(x)/x 的失真，然而实践Φ,这可以通过在以前的音頻处 理阶段中加以均IB而很容易地被去掉，正如技术上 所热知的那样，

现在请参看图5，图上给出了数字低通滤波器 节64的方块图，DZISS中所使用的滤波器是递归滤波器（也就是，输出信号在《波器结构上的关鍵要点处反馈，定标度和相加），它具有窄通带，并且在高速 度方面及参量量化对数字滤波器的上述有害影响的低敏感性方面进行了最优化，

基本上，数字低通滤波器64包含4个相加器（2 的补码> 68a — d· 2个数字镇存1170a— b以及 2个二进制移相器72 a— 1>.正如以前在数字正交 本振26的讨论中所述的那样，图5上所介绍通 滤波器64中的各自的连接都是多位的数字字.而不 是单根电线β输入信号加到9K法电路68a的输入衊· 减少68a的第二个输入取自数字镇存器70b,它 是从滤波*电路的输出的反馈。减法器68a得到的 差值结杲(2的补码）接着加到移位罂72a的输入移位提供第一个移位的和侑号作为加法器68b的 一个输入信号·

移位器72 a把减法器輪出的数据字的?有二进 制位右移Na位（也就是向最低有效位方向移动）相当于上一个等于2-Na的系数·这种移位可藉助从减法器68a到相加器68b的数据线按一定方式流动

的办法来实现·这样，数字a波器节的高的工作速度是干达到的，因为移位器72a没有任何时延， 软如常规的法电路完成的系数乘法过程的悄况一 样·

加法器68 b把保留在镇存70a的加法器68 b 上一个输出加到移过位的第一个和信号上·此外， 加法?68b的上一个成以前的输出又裱加到减法器 68 c上·送到?法器68 c的笫二个输入信号是取自 数字?存?70b,正如上述的那样，它是取自数字滤 波罌的输出·减法器68c铪出的结果加到移位器72 b上，移位器接着又连接到加法器68d·移位器72b 把《法器输出的数据字的所有二进制位右移Nb位. 相当干乘上一个等子2_趴的系数，移位器72 b也易 干达到Λ的工作速度，因为没有引起时延.分别与 移位器72a和72b有关的参数Na和Nb控制了数宇滤波 器节64的頻串吶应，因此可将它们选取成能产生适 合于所想要的应用的响应，加法器68d把第二个移 位的和信号加到保留在镇存器70 b中的加法器 的以前的输出上，镇存器70 b的输出也就是数字低 通滤波器节64的输出，它代表了原先加到加法电路 68 a输入埔的输入信号受頻带限制后的情祝·

从前面的讨论中，精通技术的人会僅得，当无乘法器的滤波器大大墦加了DZISS^工作速度时，数字 滤波器仍然对DZlSS工作速度的主要的限制?因此， 本发明采用了在第一滤波器节以后马上_大量去除” 的办法（见图4?)·然而，"大量去除_只能对以 后的逻辑部分提供减锂·显然地，第一滤波器节必須以高?多的数据速率进行工作?随实际应用而定， 这样在第一滤波器节上的工作逋度负担可能不一定 是有害的，然而在运行速度是关键性参数的撖些应 用中，需要减轻对第一滤波器节的负担，因而提供 可靠的离速运行·

因之，在所采用的高速装置中，本发明使用了 一个**被分解"的第一数字滤波器节·滤波分解技 术已烃讨论过·例如.K. Be丨I anger, G. Bonnerot和 臁·Couc Ieuse在它们的JB为eDigitaI Fi I terin? by Polypyphase Netirork： Appl icat fob fo Samp I β-R-ate Alferection an4 Filter Banks'I四E Transact icns on Acoustics,Speech and Signal Pro-cessi时,Vo丨 ASSP-24.Ho.2_Apri 丨 1976·所列论文 中讨论过，

现在参看图6,图上显示出数字低通滤波器节64M示范性的幅度对頻率的响应关系?如图6所示. 数字低通滤波器64給出一个非常窄的通带(几个 KHz)以及猶止通带延伸到lOHHz·就象任何数字滤波器一样，从fs/2到fs的那段响应（其中fS是抽样頻率）是从0HZ到fs/2这R响应的镜像?,(这里是从O到 IOMHz的响应）·因此，这个例子中假定数字低通滤被工作在20MHz類率，把信号限制制在中心頻率为零頻带内，

现在请參看图7 a — b,用00来闺明分解方法_ 图上显示位于Z平面单位園上的?波罌转移函数的 Z—变換的极点和零点*图7 a显示了代表以前在 图6上说明过的滤波器响应的两个极点，以下的描 述适合干因子为2的分解.精通拄术的人可懂得， 其它因子也都是可能的，原来的滤波器可被分解为 二节或更多分解开的节，这些节接著将以较飫的速 度工作·第1步*,把原先的?波罌分?成两个实 际上是同样的滤波器，这可藉把两个极点通过原点 进行投影的方法来进行，如图7 1>所示·相应干图 7 b的滤波耨幅度頻率响应示干图7c·图7 c的 分解过的滤波器大约以图6的滤波器的工作速度的 一半进行工作，因而实现了工作速度降飫百分之五 十·

对图6和困7 c滤波器响应的解释揭示了：减小工作速度修改了滤波器的响应.精通技术的人会懂得，这种变化*由于传输函?引进了两个?加的 极点而造成的，如图7 b所示·因此，如果要恢S 原来的响应，必須对这两个Wta的极点进行补萑·

现在请参看围8，图上显示了通常可接受的补 偿方法.基本上，为分解原先的滤波器而加上的两 个极点可由两个相应的零点所"精 通技术的人?得，在住何滤波器传输函数上加两个 ?点和两个相应的零点，并不会改变实际的滤波罌 响应，因此·被分解的滤波器节*(现在它具有四个級点和二个零点）将和籮先的离速度滤波器节具有 同样的滤波?响应，如图β所示·然而，本发明不 同干这种通常采用的技术·实呍做出了滤波器并同 时达到可接受的性能·

现在请参看图9 a—b,用承了本发明采用的组合（补偿）方法·不同子传统的实践·本发 明将把在Z平面上的单位圆周上的距要被补偿的两 个极点等远的补篌零点改放置在Z = -I的点上· 这样做的主要理由是，把两个零点放在这一点上·可使补偿滤波器的系数变成1, 2和1·也就是说，

它们交成2的简单的乘方，这可藉以前连同图5 的移位器72a和72 b所介绍的移位方法来完成·

精通技术的人懂得,具有2的乘方的系数的数字便于实现，且能高效工作·带有两个在单位圓上的零点的滤波器的响应示检图9 b上，这将是明显地离开覆盖的精确的极点，改制的滤波器响 应的将多少有些变化·

现在请参看图10,图上显示了改制的滤波器响 应_补偿零点在单位上的重新放置造成滤波器响应 在IOMHz点处的不完美·（连同图β—起#看图10) 然而在实际上，这种不完美并不重要，如上所述， 它可使组合滤波器更客易实现制作·

现在请参看图11,并连同以前的讨论和图6 — 困10,分解滤波器的钴构禾干fflll上· 一个高速度 多位的数字倌号加到数字飫通?波器节输入端， 也就是多路分离65a上·多路分离器65a有两个 输出端口，输入数宇式字交替地输送到这两个端αβ 这样.由干在多路分离器65a的毎一个输出端口上 数字字只是痛一个出现一个，所以输出数据速率* 输入数据速率的一半两路输出的数据字分别加到 分解数字滤波器66a和66b,此二者是并行工作的。 因此.低通滤波器节的毎个分支中，使用了两个滤波极点，然而工作速度己降低了50%,

数字字被滤波后，由多路器65b组合成己滤波的输入数据?·这样.多路复用器65D以原先的输 入数据率输出一个信号，正如前面讨论过的那样， 组合的滤波过的数据宇必须通过补偿式钽合滤波器 67,这祥低通滤波6^的总的响应实际上和图4 a 低通滤波器64的响应相同，

显然，组合滤波67以较高的数据速率工作， 尽管表面上这似乎和滤波器分解的目的不一致，从以前的讨论中可记起，藉助于把滤波器的零点移至单位圆上而使坦合滤波器67的滤波器系数是2的简单乘方（见图9 a)·因此，实际实现的滤波器由于这种最终的系数只需要较少的电路，这祥，此滤波可很容易地以实际上为原来的低通滤波器节64的数据速率的两倍速率进行工作·因此，单位圆移* 平《S 了合适的滤波器响应要求和实际滤波器实现之 间的关系《

数字低通波器节64,可很容易地代替滤波器 节64以提供DZISS20的较高速的装置?通常，紧接在第一数字低通滤波器节6相后，就采用，大量去除， (见留4a)，因之，假如采用了适当的经过后的速率.以后的滤波器节就不再需要分解了·数字滤波器节64中所倖现的分解方法提供了工作速度的能力约增加2比1.精通拄术的人懂得，进行更广泛的分解是可能的（例如.采用四节平行节，而不是两节），这样甚至可允许更高的工作速度·因此，有了这神分解方法.在工作速度和电路复杂性之间进行拆衷是可瘇的·

作为DZISS工作的一个例子.以下的讨论说明了 发射到具有数字式零中頻选择性装置（DZlSS)的 接收机的音頻的解调过程·現在请连同图I参看图 i2a —c,在图12a上.输入波形以时间函数的形 式显示出，这个波形同时加到正交混頻器22和24输 入端36和31虽然留上显示的是连续的禊拟正弦波 形，实际上图12a的波形应该是一系列离教时间的 有限的栢度袖样.如留12b所示。图12b是沿图12a 的线段5 —5所取的分解的时间段，这样，图12b 就显示了这些离骹栝度抽样的一部分.这些抽样发 生在Ι/fs的间距上（其中is是抽样頻率）·图i2c显 示了这里似应为图12a的波彤所对应的頻迸《仅仅 是福度K信号的頻嫌看来只是通常限制的頻宰范围 土 fs22rt.如在图12 c上所看?的*

现在请连同图I参看图13? — c ,数字正交本 瘍信号以时间和頻率的函数的形式显示出》图13 a 显示了由教字式正交本振26给出的余弦信号28。正 如在图12所示的那样，图13a实际上也是一系列离散的幅度抽样，间隔为Ι/fs·数字正交本振26产生 的正弦波形B示干图13b*这两个波形构成了本振 信号的复数波形，其中实部是余弦波形，虚部是正 弦波形*图13 c上显示了该复数波形的频谱·

现在请连同图参看留14 a — C，图上给出了 图I中c点的信号波形·图14以时间函数形式给出了同相混频器22的输出·图14b示出了自正交相位混頻器24的时域信息信号·精通技术的人憧得. 这两信号的第个分童?包含了和蘋及差頻·选取本 振頻率使差頻落在数字低通滤波器32和33的通带之内，如上所述，虽然从本性上看来是连续的，但图 14a和图14b的波形实际上的离散的幅度脉冲·图14c 上示出的是与这些波形对应的頻嫌·图14 c示出用 f10頻率移位过的图12 c的頻嫌?图14 c也包含了用 虚线表示的敎字低通a波器32和33的通带响应，图14a和14b的波形接着就加到这两个低通滤波器上*

现在请连同图I参看图ISa— c ,围上显示了 可在图I的2>点上看到的数字飫通滷波器32和32的 输出波形*数字飫通滤波罌去槔了围14 c中的较髙 的和頻分貴.仅仅通已了（fLo-io)頻率的信号。 再提醒一次，这些信号实际上都是脔骹的幅度脉冲， 而不是连续波形.正如在图15 a和15 b所看到的那 样，在参考点D处，被恢复的信号仍旧是相差相位.理在这些信号从掄出葙口40和42送出去加到 接收机可能采用的无论什么样的音頻调装置》与图 15a和15li信号相应的复数頻谦示子图15c 。

围12 —15的发射的音頻解调的数字表示式可藉 单位栢度复相童表达出来具体如下.单位蝠度复相 童的实部和虚部可藉正弦和余弦波来表示。加于A 点的一个简单的发射信号可以下式表示：

这个信号加到正交混頻器22和24.同时数字正 交本振信号28和30也分别加到混頻器22和24.数字 正交本振佶号，复数波形形式，数学上可表示成下式：

混頻器22和24的乘积输出加到数字低通滤波器

和32和37 C点上代表的信号可被表示成下式：

最后，在端子40和42上呈现的蝓出波形可表示 成下式：

这样.使用DZISS装置的接收机所接收到的发射 信号的#调己羟从图·形和数爹这商方面进行了说 明.

现在请参者图16_使用DZISS的接收机的一个范例的方块固示干图16·基本上.接收到的无线电频 率信号可在天线74上检测出并送到预选器76。预选器76包含一个放大器和一个带通滤波器.它可采用 ?线滤波器式陶瓷滤波器来实现，就象在技术中所