电压控制振荡器、信号发生装置以及电子设备专利检索- 零部件专利检索查询-专利查询网

电压控制振荡器、信号发生装置以及电子设备
申请号	CN201380014143.1	申请日	2013-03-11	公开(公告)号	CN104160627B	公开(公告)日	2017-05-17
申请人	精工爱普生株式会社;			发明人	津原康一; 内野力一; 牧克彦;
摘要	本发明提供一种电压控制振荡器、信号发生装置以及电子设备。在能够利用电容器阵列而对振荡频率进行调节的电压控制振荡器中，在切断PLL 电路的控制环之后对振荡信号实施频率调制的情况下，降低了输送频率的漂移。该电压控制振荡器包括：振荡电路，其以与被连接于第一节点和第二节点之间的电感以及电容相对应的频率而进行振荡动作；第一组以及第二组电容器，具有分别被连接于第一以及第二节点的第一端子；第一组以及第二组晶体管，分别被连接于第一组以及第二组电容器的第二端子与基准电位之间；第一组以及第二组电阻，分别与第一组以及第二组晶体管并联连接。
权利要求	1.一种信号发生装置，具备：电压控制振荡器，包括：振荡电路，其以与被连接于第一节点和第二节点之间的电感以及电容相对应的频率而进行振荡动作；第一组电容器，具有被连接于所述第一节点的第一端子；第一组晶体管，分别被连接于所述第一组电容器的第二端子与基准电位之间，并根据各自的控制信号而导通或者截止；第一组电阻，分别与所述第一组晶体管并联连接；第二组电容器，具有被连接于所述第二节点的第一端子；第二组晶体管，分别被连接于所述第二组电容器的第二端子与所述基准电位之间，并根据各自的控制信号而导通或者截止；第二组电阻，分别与所述第二组晶体管并联连接；分频电路，其对由所述电压控制振荡器所生成的振荡信号进行分频，并输出分频信号；误差信号生成电路，其通过对从所述分频电路被输出的分频信号的至少相位与基准信号的至少相位进行比较，从而生成与它们的差相对应的误差信号；第一滤波器电路，其通过对所述误差信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对所述电压控制振荡器的振荡频率进行控制的控制电压；第一开关电路，其对向所述第一滤波器电路的所述误差信号的供给进行接通或者断开；第二滤波器电路，其通过对调制信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对所述电压控制振荡器的振荡频率进行控制的控制电压；第二开关电路，其对向所述第二滤波器电路的调制信号的供给进行接通或者断开；控制电路，其对所述第一开关电路以及所述第二开关电路进行控制。 2.如权利要求1所述的信号发生装置，其中，所述控制电路在从电源电压被供给至所述电压控制振荡器起，经过了通过所述第一组电容器以及所述第二组电容器的电容值和所对应的所述第一组电阻以及所述第二组电阻的电阻值而分别确定的时间常数的最大值以上的期间之后，使所述第一开关电路断开，并使所述第二开关电路导通。 3.如权利要求1所述的信号发生装置，其中，所述控制电路在从电源电压被供给至所述电压控制振荡器起，使所述第一组晶体管以及所述第二组晶体管暂时导通而使所述第一组电容器以及所述第二组电容器的第二端子的电荷进行放电，并使所述第一组晶体管以及所述第二组晶体管内的预定的晶体管截止而使所述电压控制振荡器的振荡频率被锁定之后，使所述第一开关电路断开，并使所述第二开关电路导通。 4.一种信号发生装置，具备：电压控制振荡器，包括：振荡电路，其以与被连接于第一节点和第二节点之间的电感以及电容相对应的频率而进行振荡动作；第一电容器，具有被连接于所述第一节点的第一端子；第一晶体管，被连接于所述第一电容器的第二端子与基准电位之间，并根据控制信号而导通或者截止；第一电阻，与所述第一晶体管并联连接；第二电容器，具有被连接于所述第二节点的第一端子；第二晶体管，被连接于所述第二电容器的第二端子与所述基准电位之间，并根据控制信号而导通或者截止；第二电阻，与所述第二晶体管并联连接；分频电路，其对由所述电压控制振荡器所生成的振荡信号进行分频，并输出分频信号；误差信号生成电路，其通过对从所述分频电路被输出的分频信号的至少相位与基准信号的至少相位进行比较，从而生成与它们的差相对应的误差信号；滤波器电路，其通过对所述误差信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对所述电压控制振荡器的振荡频率进行控制的控制电压；开关电路，其对向所述滤波器电路的所述误差信号的供给进行接通或者断开；控制电路，其对所述开关电路进行控制, 在将通过所述第一电容器的电容值和所述第一电阻的电阻值而确定的时间常数设为第一时间常数，并将通过所述第二电容器的电容值和所述第二电阻的电阻值而确定的时间常数设为第二时间常数的情况下，所述控制电路在从电源电压被供给至所述电压控制振荡器起，经过了所述第一时间常数和所述第二时间常数中的最大值以上的期间之后，使所述开关电路断开。 5.一种信号发生装置，具有：电压控制振荡器，包括：振荡电路，其以与被连接于第一节点和第二节点之间的电感以及电容相对应的频率而进行振荡动作；第一电容器，其具有被连接于所述第一节点的第一端子；第二电容器，其具有被连接于所述第二节点的第一端子；晶体管，其被连接于所述第一电容器的第二端子与所述第二电容器的第二端子之间，并根据控制信号而导通或者截止；第一电阻，其被连接于所述第一电容器的第二端子与基准电位之间；第二电阻，其被连接于所述第二电容器的第二端子与所述基准电位之间；分频电路，其对由所述电压控制振荡器所生成的振荡信号进行分频，并输出分频信号；误差信号生成电路，其通过对从所述分频电路被输出的分频信号的至少相位与基准信号的至少相位进行比较，从而生成与它们的差相对应的误差信号；滤波器电路，其通过对由所述误差信号生成电路所生成的所述误差信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对所述电压控制振荡器的振荡频率进行控制的控制电压；开关电路，其对向所述滤波器电路的所述误差信号的供给进行接通或者断开；控制电路，其对所述开关电路进行控制, 在将通过所述第一电容器的电容值和所述第一电阻的电阻值而确定的时间常数设为第一时间常数，并将通过所述第二电容器的电容值和所述第二电阻的电阻值而确定的时间常数设为第二时间常数的情况下，所述控制电路在从电源电压被供给至所述电压控制振荡器起，经过了所述第一时间常数和所述第二时间常数中的最大值以上的期间之后，使所述开关电路断开。 6.一种信号发生装置，具备：电压控制振荡器，包括：振荡电路，其以与被连接于第一节点和第二节点之间的电感以及电容相对应的频率而进行振荡动作；第一电容器，其具有被连接于所述第一节点的第一端子；第一电阻，其被连接于所述第一电容器的第二端子与基准电位之间；晶体管，其具有与所述第一电容器的第二端子连接的源极端子或者漏极端子；分频电路，其对由所述电压控制振荡器所生成的振荡信号进行分频，并输出分频信号；误差信号生成电路，其通过对从所述分频电路被输出的分频信号的至少相位与基准信号的至少相位进行比较，从而生成与它们的差相对应的误差信号；滤波器电路，其通过对由所述误差信号生成电路所生成的所述误差信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对所述电压控制振荡器的振荡频率进行控制的控制电压；开关电路，其对向所述滤波器电路的所述误差信号的供给进行接通或者断开；控制电路，其对所述开关电路进行控制, 在将通过所述第一电容器的电容值和所述第一电阻的电阻值而确定的时间常数设为第一时间常数的情况下，所述控制电路在从电源电压被供给至所述电压控制振荡器起，经过了所述第一时间常数以上的期间之后，使所述开关电路断开。 7.一种电子设备，具备权利要求1至6中任一项所述的信号发生装置。
说明书全文	电压控制振荡器、信号发生装置以及电子设备技术领域 [0001] 本发明涉及一种能够利用电容器阵列来对振荡频率进行调节的电压控制振荡器(VCO：voltage-controlled oscillator)，以及具备利用这种电压控制振荡器而构成的PLL(Phase Locked Loop，锁相环)电路的信号发生装置。而且，本发明还涉及一种具备这种电压控制振荡器或者信号发生装置的电子设备等。背景技术 [0002] 在进行无线通信的电子设备中，使用有信号发生装置，所述信号发生装置具备利用电压控制振荡器而被构成的PLL电路。电压控制振荡器的振荡频率通过PLL电路而被控制为，与所使用的无线通信频道的输送频率或者对应于该无线通信频道的输送频率的局部振荡频率相一致。另外，能够通过使电压控制振荡器的控制电压发生变化，从而对由电压控制振荡器所生成的振荡信号实施频率调制。 [0003] 但是，由于电压控制振荡器的振荡频率会因工艺变动或温度变动而产生偏差，因此，有时需要对振荡频率进行调节(校准)。为了对振荡频率进行调节，例如，实施如下的动作，即，利用开关用的多个晶体管而将电容器阵列中所包含的多个电容器选择性地与电压控制振荡器相连接。 [0004] 作为相关的技术，在专利文献1中公开了一种如下的电压控制振荡器，所述电压控制振荡器具备：被连接于两个节点之间的电感器部以及变容二极管部；通过在上述节点之间于双方向上被并联连接的两个逆变器而构成的负Gm部；被连接于各个节点上的补偿电容器阵列以及偏压电路。该偏压电路通过向将电容器断开的晶体管的漏极施加偏置电压，从而不使寄生二极管导通，由此能够抑制相位噪声的增加。在此，偏置电压被设定为，高于负Gm部的放大电压。 [0005] 另外，在专利文献2中，公开了一种半导体集成电路，其目的在于，减少芯片占有面积，并减少数字控制振荡器(DCO：digitally controlled oscillator)的控制增益的偏差。该数字控制振荡器包括振荡晶体管和谐振电路，谐振电路包括电感、频率粗调用可变电容阵列和频率微调用可变电容阵列，频率粗调用可变电容阵列包括根据预定位数的粗调数字控制信号而被控制的多个粗调电容单元，频率微调用可变电容阵列包括根据预定位数的微调数字控制信号而被控制的多个微调电容单元，粗调电容单元以及微调电容单元的电容值根据各自的二进制权重而被设定。 [0006] 可是，在将电容器阵列所包含的电容器选择性地与电压控制振荡器相连接的晶体管处于截止状态的情况下，如果漏极与半导体基板或阱之间的电压发生变化，则由于漏极与基准电位(交流的接地电位)之间的寄生电容将发生变化，因此，附加于电压控制振荡器上的电容也会发生变化。 [0007] 即使附加于电压控制振荡器上的电容发生变化，只要PLL电路进行工作，控制电压便会发生变化以吸收电容变化，从而电压控制振荡器的振荡频率不会发生变化。但是，在切断PLL电路的控制环之后，对由电压控制振荡器所生成的振荡信号实施频率调制的情况下，将会产生输送频率的漂移。 [0008] 专利文献1：日本特开2006-60395号公报(说明书摘要、0024段) [0009] 专利文献2：日本特开2010-56856号公报(说明书摘要、权利要求1) 发明内容 [0010] 根据本发明的几个观点，在能够利用电容器阵列来对振荡频率进行调节的电压控制振荡器中，在切断PLL电路的控制环之后对振荡信号实施频率调制的情况下，能够减少输送频率的漂移。 [0011] 为了解决以上的课题，本发明的第一观点所涉及的电压控制振荡器具备：振荡电路，其以与被连接于第一节点和第二节点之间的电感以及电容相对应的频率而进行振荡动作；至少一个电感器，其被连接于第一节点与第二节点之间；至少一对可变电容二极管，其被连接于第一节点与第二节点之间，并根据控制电压而对振荡电路的振荡频率进行控制；第一组电容器，具有被连接于第一节点的第一端子；第一组晶体管，分别被连接于第一组电容器的第二端子与基准电位之间，并根据各自的控制信号而导通或者截止；第一组电阻，分别与第一组晶体管并联连接；第二组电容器，具有被连接于第二节点的第一端子；第二组晶体管，分别被连接于第二组电容器的第二端子与基准电位之间，并根据各自的控制信号而导通或者截止；第二组电阻，分别与第二组晶体管并联连接。 [0012] 在此，也可以采用如下方式，即，第一组晶体管的通态电阻值之比与所对应的第一组电容器的电容值的倒数之比大致相等，第二组晶体管的通态电阻值之比与所对应的第二组电容器的电容值的倒数之比大致相等。 [0013] 另外，本发明的第二观点所涉及的电压控制振荡器具备：振荡电路，其以与被连接于第一节点和第二节点之间的电感以及电容相对应的频率而进行振荡动作；至少一个电感器，其被连接于第一节点与第二节点之间；至少一对可变电容二极管，被连接于第一节点与第二节点之间，并根据控制电压而对振荡电路的振荡频率进行控制；第一组电容器，具有被连接于第一节点的第一端子；第二组电容器，具有被连接于第二节点的第一端子；多个晶体管，分别被连接于第一组电容器的第二端子与第二组电容器的第二端子之间，并根据各自的控制信号而导通或者截止；第一组电阻，分别被连接于第一组电容器的第二端子与基准电位之间；第二组电阻，分别被连接于第二组电容器的第二端子与基准电位之间。 [0014] 在此，也可以采用如下方式，即，晶体管的通态电阻值之比、所对应的第一组电容器的电容值的倒数之比与所对应的第二组电容器的电容值的倒数之比大致相等。 [0015] 本发明的第一观点所涉及的信号发生装置具备：本发明的第一观点所涉及的电压控制振荡器；分频电路，其对由电压控制振荡器所生成的振荡信号进行分频，并输出分频信号；误差信号生成电路，其通过对从分频电路所输出的分频信号的至少相位与基准信号的至少相位进行比较，从而生成与它们的差相对应的误差信号；第一滤波器电路，其通过对由误差信号生成电路所生成的误差信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对电压控制振荡器的振荡频率进行控制的控制电压；第一开关电路，其对向第一滤波器电路的误差信号的供给进行接通或者断开；第二滤波器电路，其通过对调制信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对电压控制振荡器的振荡频率进行控制的控制电压；第二开关电路，其对向第二滤波器电路的调制信号的供给进行接通或者断开；控制电路，其在从电源电压被供给至电压控制振荡器起，经过了通过第一组以及第二组电容器的电容值和所对应的第一组以及第二组电阻的电阻值而分别确定的时间常数的最大值以上的期间之后，使第一开关电路断开，并使第二开关电路导通。 [0016] 或者，也可以采用如下方式，即，控制电路在从电源电压被供给至电压控制振荡器起，使第一组以及第二组晶体管暂时导通而使第一组以及第二组电容器的第二端子的电荷进行放电，并在使第一组以及第二组晶体管内的预定的晶体管断开而使电压控制振荡器的振荡频率被锁定之后，使第一开关电路断开，并使第二开关电路导通。此时，可以省略第一组以及第二组电阻。 [0017] 另外，本发明的第二观点所涉及的信号发生装置具备：本发明的第二观点所涉及的电压控制振荡器；分频电路，其对由电压控制振荡器所生成的振荡信号进行分频，并输出分频信号；误差信号生成电路，其通过对从分频电路所输出的分频信号的至少相位与基准信号的至少相位进行比较，从而生成与它们的差相对应的误差信号；第一滤波器电路，其通过对由误差信号生成电路所生成的误差信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对电压控制振荡器的振荡频率进行控制的控制电压；第一开关电路，其对向第一滤波器电路的误差信号的供给进行接通或者断开；第二滤波器电路，其通过对调制信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对电压控制振荡器的振荡频率进行控制的控制电压；第二开关电路，其对向第二滤波器电路的调制信号的供给进行接通或者断开；控制电路，其在从电源电压被供给至电压控制振荡器起，经过了通过第一组以及第二组电容器的电容值和所对应的第一组以及第二组电阻的电阻值而分别确定的时间常数的最大值以上的期间之后，使第一开关电路断开，并使第二开关电路导通。 [0018] 而且，本发明的一个观点所涉及的电子设备具备上述任一种电压控制振荡器或者上述任一种信号发生装置。 [0019] 发明效果 [0020] 根据本发明的第一观点，通过设置分别与第一组晶体管并联连接的第一组电阻和分别与第二组晶体管并联连接的第二组电阻，或者通过在电源电压被供给至电压控制振荡器之后使第一组以及第二组晶体管暂时导通，从而在切断PLL电路的控制环之后对振荡信号实施频率调制时，与现有技术相比，能够减少输送频率的漂移。 [0021] 另外，根据本发明的第二观点，通过设置分别被连接于第一组电容器的第二端子与基准电位之间的第一组电阻和分别被连接于第二组电容器的第二端子与基准电位之间的第二组电阻，从而多个晶体管能够可靠地实施导通或者截止的动作，并且，在切断PLL电路的控制环之后对振荡信号实施频率调制时，与现有技术相比，能够减少输送频率的漂移。附图说明 [0022] 图1为使用了本发明的一个实施方式所涉及的信号发生装置的电子设备的框图。 [0023] 图2为表示图1所示的VCO的第一结构示例的电路图。 [0024] 图3为表示图2所示的电容器C13的两端电位的随时间的变化的图。 [0025] 图4为表示图1所示的VCO的第二结构示例的电路图。具体实施方式 [0026] 以下，参照附图，对本发明的实施方式进行详细的说明。 [0027] 图1为，表示使用了本发明的一个实施方式所涉及的信号发生装置的电子设备的结构示例的框图。本发明能够应用于实施无线通信的无线鼠标、无线键盘、个人计算机等电子设备中。 [0028] 图1所示的电子设备包括：振荡电路10、PLL电路20、锁定检测电路30、控制电路40、存储部50、接收系统的电路60～68、发送系统的电路70～73。这些电路也可以被内置于半导体集成电路装置中。在此，PLL电路20～控制电路40以及发送系统的电路70～73构成信号发生装置，所述信号发送装置根据基准信号而产生具有所需的频率的发送信号。 [0029] 振荡电路10通过利用水晶振子等来实施振荡动作，从而生成具有预定的频率的基准信号。在利用水晶振子的情况下，水晶振子既可以被设置在半导体集成电路装置的外部，也可以被内置于半导体集成电路装置中。或者，也可以省略振荡电路10，而从半导体集成电路装置的外部供给基准信号。 [0030] PLL电路20包括相位比较电路21、电荷泵(CP)22、开关电路23、环路滤波器(LF)24、电压控制振荡器(VCO)25和分频电路26。 [0031] 相位比较电路21以及电荷泵22构成误差信号生成电路，所述误差信号生成电路通过对从分频电路26被输出的分频信号的至少相位与从振荡电路10被输出的基准信号的至少相位进行比较，从而生成与它们的差相对应的误差信号。 [0032] 相位比较电路21也可以通过对分频信号的相位和基准信号的相位进行比较，从而输出与两信号的相位之差相对应的误差信号。而且，相位比较电路21还可以通过对分频信号的频率和基准信号的频率进行比较，从而输出与两信号的相位以及频率之差相对应的误差信号。电荷泵22通过根据从相位比较电路21被输出的误差信号来实施电荷泵动作，从而将误差信号转换为电流并输出。 [0033] 开关电路23例如由一个或者多个MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成，并根据从控制电路40被输出的控制信号，而使向环路滤波器24的误差信号的供给接通或者断开。并且，开关电路23可以被设置于相位比较电路21和电荷泵22之间。 [0034] 环路滤波器24具有低通特性，并将从电荷泵22被输出的电流转换为电压。即，环路滤波器24通过对由误差信号生成电路所生成的误差信号实施低通滤波器处理，从而生成用于对VCO25的振荡频率进行控制的控制电压VC。 [0035] VCO25在被施加了由环路滤波器24所生成的控制电压VC时，以遵从控制电压VC的振荡频率来实施振荡动作，从而生成振荡信号。分频电路26通过由控制电路40所设定的分频比来对由VCO25所生成的振荡信号进行分频，从而生成分频信号。 [0036] 通过采用上述方式，PLL电路20通过对被分频电路26实施了分频的振荡信号与基准信号进行比较而生成控制电压VC，并利用控制电压VC来对VCO25的振荡频率进行控制，从而生成具有将基准信号的频率倍增后的振荡频率的振荡信号。 [0037] 接收系统的电路包括低噪声放大器(LNA)60、混频器61～63、分频电路64、移相电路65、两个带通滤波器(BPF)66、两个限幅器(LIM)67和解调电路68。 [0038] 低噪声放大器60通过用低噪声对接收到从外部发送来的电波(无线信号)的天线(ANT)的输出电压进行放大，从而输出接收信号。混频器61通过将由低噪声放大器60输出的接收信号与由PLL电路20输出的振荡信号(局部振荡信号)相乘，而对接收信号进行降频转换，从而输出中频信号。 [0039] 分频电路64对从PLL电路20所输出的局部振荡信号进行分频。而且，移相电路65使分频电路64的输出信号的相位旋转大致90度。混频器62将从混频器61被输出的中频信号与移相电路65的输出信号相乘，而对中频信号进行降频转换，从而输出I信号。另一方面，混频器63将从混频器61被输出的中频信号与分频电路64的输出信号相乘，而对中频信号进行降频转换，从而输出Q信号。 [0040] I信号以及Q信号通过经过各自的带通滤波器66以及限幅器67，从而被实施频带限制以及波形整形，并被供给至解调电路68。在以下，对作为图1所示的电子设备与外部之间的无线通信中的调制方式，利用了GFSK(Gaussian filtered frequency shift keying：高斯滤波移频键控)的情况进行说明。解调电路68通过对被供给的I信号以及Q信号实施遵照GFSK的调制处理，从而对I信号以及Q信号进行解调，并获得接收数据。 [0041] 通过解调电路68而获得的接收数据被输出至控制电路40。控制电路40根据从解调电路68所输出的接收数据或操作者的操作等，而对图1所示的电子设备的各个部分进行控制。另外，控制电路40向发送系统的电路输出发送数据。存储部50例如由寄存器等构成，并在控制电路40的控制下，存储与VCO25的校准相关的信息等。 [0042] 发送系统的电路包括功率放大器(PA)70、数字-模拟转换电路(DAC)71、开关电路72和高斯滤波器73。 [0043] DAC71通过对从控制电路40被输出的发送数据实施数字-模拟转换处理，从而生成调制信号。开关电路72例如由一个或者多个MOSFET构成，并根据从控制电路40输出的控制信号，而使向高斯滤波器73的调制信号的供给接通或者断开。高斯滤波器73为具有高斯特性的低通滤波器，通过对调制信号进行频带限制，从而生成用于对载波进行调制的控制电压(调制电压)VM。 [0044] VCO25在被施加了通过高斯滤波器73而生成的调制电压VM时，以遵照调制电压VM的振荡频率来实施振荡动作，从而对振荡信号(载波)进行调制。功率放大器70通过对被VCO25实施了调制的载波进行功率放大，从而生成发送信号并供给至天线(ANT)。由此，电波(无线信号)从天线向外部被发送。 [0045] 接下来，对图1所示的电子设备的动作示例进行说明。 [0046] 当电子设备在接收模式下接收无线信号时，或者在发送模式下发送无线信号时，控制电路40将开关电路23置于导通，并对分频电路26设定预定的分频比，从而起动PLL电路20。由此，PLL电路20生成振荡信号。 [0047] 在接收模式中，由于通过将分频电路26中的分频比设定为MR﹕1，从而分频电路26将振荡信号的频率分频为1/MR，因此，能够获得将基准信号的频率倍增为MR倍的振荡信号(局部振荡信号)。另一方面，在发送模式中，由于通过将分频电路26中的分频比设定为MT﹕1，从而分频电路26将局部振荡信号的频率分频为1/MT，因此，能够获得将基准信号的频率倍增为MT倍的振荡信号(载波)。 [0048] 而且，在发送模式中，控制电路40通过在VCO25的振荡频率被锁定之后，使开关电路23断开，并使开关电路72导通，从而使载波被进行调制。如此，由于在发送模式中，通过在将PLL电路20设为开环之后实施发送，从而能够省去为了实施闭环动作所需要的电路的电源电压，因此，减少了消耗电力。 [0049] 图2为，表示图1所示的VCO25的第一结构示例的电路。图2所示的VCO25包括电流源CS、P沟道MOS场效应晶体管QP10以及QP20、N沟道MOS场效应晶体管QN10以及QN20。它们构成了以与被连接在节点N1与节点N2之间的电感以及电容相对应的频率来实施振荡动作的振荡电路。 [0050] 另外，VCO25包括被连接在节点N1与节点N2之间的至少一个电感器(在图2中图示了两个电感器L1以及L2)、一对可变电容二极管(也可称为可变电抗或者变容二极管)D11以及D21和另一对可变电容二极管D12以及D22。 [0051] 而且，VCO25还包括构成第一电容器阵列的第一组电容器C11～C13、第一组N沟道MOS场效应晶体管QN11～QN13、第一组电阻R11～R13、构成第二电容器阵列的第二组电容器C21～C23、第二组N沟道MOS场效应晶体管QN21～QN23、第二组电阻R21～R23。 [0052] 电流源CS例如由P沟道MOS场效应晶体管或者电阻构成，并具有与电源电位VDD连接的一端。晶体管QP10具有与电流源CS的另一端连接的源极、与节点N1连接的漏极和与节点N2连接的栅极。晶体管QP20具有与电流源CS的另一端连接的源极、与节点N2连接的漏极和与节点N1连接的栅极。 [0053] 晶体管QN10具有与节点N1连接的漏极、与电源电位VSS连接的源极和与节点N2连接的栅极。晶体管QN20具有与节点N2连接的漏极、与电源电位VSS连接的源极和与节点N1连接的栅极。并且，可以将电源电位VDD以及VSS中的一方作为接地电位。 [0054] 可变电容二极管D11具有与节点N1连接的阳极和被施加控制电压VC的阴极。另外，可变电容二极管D21具有与节点N2连接的阳极和被施加控制电压VC的阴极。可变电容二极管D11以及D21通过根据控制电压VC而对振荡电路的振荡频率进行控制，从而对振荡信号的频率进行设定。 [0055] 可变电容二极管D12具有与节点N1连接的阳极和被施加调制电压VM的阴极。另外，可变电容二极管D22具有与节点N2连接的阳极和被施加调制电压VM的阴极。可变电容二极管D12以及D22通过根据调制电压VM而对振荡电路的振荡频率进行控制，从而对振荡信号实施频率调制。并且，通过将调制电压VM与控制电压VC一起施加于可变电容二极管D11以及D21的阴极，从而可以省略可变电容二极管D12以及D22。 [0056] 构成第一电容器阵列的第一组电容器C11～C13具有与节点N1连接的第一端子。第一组晶体管QN11～QN13具有：分别与第一组电容器C11～C13的第二端子连接的漏极；与作为交流的接地电位的基准电位(在图2中，为电源电位VSS)连接的源极；和分别被供给控制信号S11～S13的栅极。晶体管QN11～QN13根据控制信号S11～S13而导通或者截止。 [0057] 另外，构成第二电容器阵列的第二组电容器C21～C23具有与节点N2连接的第一端子。第二组晶体管QN21～QN23具有：分别与第二组电容器C21～C23的第二端子连接的漏极；与基准电位(在图2中，为电源电位VSS)连接的源极；和分别被供给控制信号S21～S23的栅极。晶体管QN21～QN23根据控制信号S21～S23而导通或者截止。 [0058] 通过所对应的晶体管导通从而被连接在节点N1或者N2与电源电位VSS之间的电容器，与电感器L1以及L2、可变电容二极管D11～D22一起构成谐振电路。在被连接于节点N1或者N2与电源电位VSS之间的电容器的数量较少的情况下，VCO25的振荡频率变高，而在被连接于节点N1或者N2与电源电位VSS之间的电容器的数量较多的情况下，VCO25的振荡频率变低。 [0059] 由于在图2所示的结构示例中使用了差动放大型的VCO，因此，第一组电容器C11～C13的电容值被设定为，与第二组电容器C21～C23的电容值分别相同。另外，第一组晶体管QN11～QN13以与第二组晶体管QN21～QN23分别同时导通/截止的方式而被控制。 [0060] 在N个电容器C11～C13(C21～C23)的电容值互不相同的情况下，通过控制电路40对晶体管QN11～QN13(QN21～QN23)的导通/截止进行控制，从而能够实现2N的振荡频率。因此，能够对应于多个无线通信频道的输送频率，而实施对VCO25的振荡频率进行修正的校准。 [0061] 例如，图1所示的控制电路40在先于无线通信的校准模式中，针对在无线通信中所使用的多个无线通信频道，通过在使被连接在节点N1或者N2与电源电位VSS之间的电容器发生变化的同时对PLL电路20的控制环特性进行测定，从而将用于对VCO25的振荡频率进行修正的与电容器相关的信息存储于存储部50中。 [0062] 另外，控制电路40在实际实施无线通信的接收模式或者发送模式下，读取被存储于存储部50中的信息，并根据该信息而生成控制信号S11～S13以及S21～S23，并且以向包括VCO25在内的PLL电路20供给电源电压(VDD-VSS)的方式对电源电路进行控制。 [0063] 在电源电压被供给至VCO25从而电容器C11～C13以及C21～C23的第一端子处的电位上升时，如果晶体管QN11～QN13以及QN21～QN23中的任意一个处于截止时，则处于截止的晶体管的漏极电位也将上升。之后，虽然漏极电位下降，但由于晶体管的断态电阻例如为10MΩ左右的非常高的值，因此，仅通过由晶体管的断态电阻实施的放电，到漏极电位恢复至电源电位VSS为止将需要较长的时间。 [0064] 一般而言，在N沟道晶体管的情况下，在N型的漏极与P型的半导体基板或者P阱之间存在有寄生电容(耗尽层电容)，耗尽层电容的电容值依赖于被施加在PN结上的电压而发生变化(参照谷口研二、宇野重康、“从图中学习的半导体装置工学”(「絵から学ぶ半導体デバイス工学」)、昭晃堂、第49页)。并且，在P型的半导体基板或者P阱上被供给电源电位VSS。因此，当处于截止的晶体管的漏极电位下降时，漏极与电源电位VSS之间的寄生电容的值将增加。 [0065] 此时，由于只要图1所示的开关电路23导通，那么VCO25的振荡频率便会通过PLL电路20中的控制环而被控制，因此，VCO25的振荡频率不会发生漂移。可是，在发送模式下，在寄生电容的值发生变化的期间，如果开关电路23断开从而PLL电路20中的控制环被切断时，振荡信号(载波)的频率将会发生漂移。 [0066] 因此，在本实施方式中，设置有分别与第一组晶体管QN11～QN13并联连接的第一组电阻R11～R13和分别与第二组晶体管QN21～QN23并联连接的第二组电阻R21～R23。为了使对被积蓄在电容器的第二端子中的电荷进行放电时的时间常数减小，电阻R11～R13以及R21～R23的电阻值被设为充分小于晶体管的断态电阻的值，例如设为100kΩ以下，优选设为20kΩ以下。 [0067] 图1所示的控制电路40在从电源电压被供给至VCO25起，经过了通过电容器C11～C13以及C21～C23的电容值和所对应的电阻R11～R13以及R21～R23的电阻值而分别确定的时间常数的最大值以上的期间之后，使开关电路23断开，并使开关电路72导通。 [0068] 例如，可以将电容器C11、C12、……、C13的电容值之比设为1﹕2﹕4﹕8﹕……。此时，如果电阻R11～R13的电阻值相同，则通过电容器C13和电阻R13而确定的时间常数成为最大值。因此，控制电路40在从电源电压被供给至VCO25起，经过了通过电容器C13和电阻R13而确定的时间常数以上的期间之后，使开关电路23断开，并使开关电路72导通。 [0069] 另外，也可以将第一组晶体管QN11、QN12、……、QN13的通态电阻值之比与所对应的电容器C11、C12、……、C13的电容值的倒数之比设为大致相等。例如，在电容器C11、C12、……、C13的电容值之比为1﹕2﹕4﹕8﹕……的情况下，将晶体管QN11、QN12、……、QN13的通态电阻值之比设为1﹕1/2﹕1/4﹕1/8﹕……。 [0070] 同样地，可以将第二组晶体管QN21、QN21、……、QN23的通态电阻值之比与所对应的电容器C21、C22、……、C23的电容值的倒数之比设为大致相等。例如，在电容器C21、C22、……、C23的电容值之比为1﹕2﹕4﹕8﹕……的情况下，将晶体管QN21、QN22、……、QN23的通态电阻值之比设为1﹕1/2﹕1/4﹕1/8﹕……。 [0071] 此时，能够以与电容器的电容值匹配的方式对晶体管的驱动能力进行设定。晶体管的通态电阻值的设定例如通过将栅极长度设为固定，对栅极宽度进行变更，从而被实施。 [0072] 图3为，表示图2所示的电容器C13的两端电位的随时间的变化的图。图3(a)图示了节点N1(电容器C13的第一端子)处的直流电位的随时间的变化，图3(b)图示了节点N3(电容器C13的第二端子)处的直流电位的随时间的变化。另外，在图3(b)中，虚线表示未连接有电阻R13的情况，实线表示连接有电阻R13的情况。 [0073] 当在时刻t0电源电压被供给至VCO25时，如图3(a)所示，节点N1的电位上升。另外，当晶体管QN13处于截止时，如图3(b)所示，节点N3的电位也上升。如图3(b)中的虚线所示，在未连接有电阻R13的情况下，到节点N3的电位恢复为电源电位VSS为止需要较长的时间。另一方面，如图3(b)中的实线所示，在连接有电阻R13的情况下，到节点N3的电位恢复为电源电位VSS为止所需的时间被缩短。 [0074] 图1所示的控制电路40在从电源电压被供给至VCO25起，经过了通过电容器C13和电阻R13而确定的时间常数以上的期间，从而VCO25的振荡频率被锁定在预定的频率的附近的时刻t1，使开关电路23断开。由于在时刻t1，节点N3的电位充分接近电源电位VSS，因此，即使将开关电路23断开，VCO25中的输送频率的漂移也会被抑制在狭窄的范围内。 [0075] 或者，控制电路40也可以在电源电压被供给至VCO25之后，暂时使晶体管QN11～QN13以及QN21～QN23导通，而使电容器C11～C13以及C21～C23的第二端子的电荷放电。而且，控制电路40可以在使晶体管QN11～QN13以及QN21～QN23中的预定的晶体管截止而使VCO25的振荡频率被锁定之后，使开关电路23断开，并使开关电路72导通。此时，能够省略图2所示的电阻R11～R13以及R21～R23。 [0076] 在此，对于VCO25的振荡频率是否被锁定，既可以由控制电路40根据从电源电压被供给至PLL电路20起经过的时间进行判断，也可以由锁定检测电路30进行判断。锁定检测电路30通过对从振荡电路10输出的基准信号与从PLL电路20输出的分频信号进行比较，从而根据它们的相位差，对PLL电路是否锁定进行检测。例如，锁定检测电路30在基准信号与分频信号之间的相位差在预定的期间内处于预定值以下的情况下，检测出PLL电路20已锁定的情况。 [0077] 图4为表示图1所示的VCO25的第二结构示例的电路图。与由电流源CS以及晶体管QP10、QP20、QN10、QN20构成的振荡电路、电感器L1以及L2和可变电容二极管D11～D22相关的连接，与图2所示的第一结构示例中的连接相同。并且，在第二结构示例中，将电源电位VSS设为接地电位。 [0078] 而且，VCO25包括构成第一电容器阵列的第一组电容器C11～C13、构成第二电容器阵列的第二组电容器C21～C23、多个N沟道MOS场效应晶体管QN1～QN3、第一组电阻R11～R13、第二组电阻R21～R23。 [0079] 构成第一电容器阵列的第一组电容器C11～C13具有与节点N1连接的第一端子。另外，构成第二电容器阵列的第二组电容器C21～C23具有与节点N2连接的第一端子。 [0080] 多个晶体管QN1～QN3具有：分别与第一组电容器C11～C13的第二端子连接的漏极或者源极；分别与第二组电容器C21～C23的第二端子连接的源极或者漏极；分别被供给控制信号S1～S3的栅极。晶体管QN1～QN3根据控制信号S1～S3而导通或者截止。 [0081] 通过所对应的晶体管导通从而被连接在节点N1与节点N2之间的电容器，与电感器L1以及L2、可变电容二极管D11～D22一起构成谐振电路。在被连接于节点N1与节点N2之间的电容器的数量较少时，VCO25的振荡频率变高，而在被连接于节点N1与节点N2之间的电容器的数量较多时，VCO25的振荡频率变低。 [0082] 由于在图4所示的结构示例中，使用了差动放大型的VCO，因此，第一组电容器C11～C13的电容值被设定为与第二组电容器C21～C23的电容值分别相同。 [0083] 在此，当将晶体管QN1～QN3的漏极以及源极设为浮置时，有可能无法可靠地实施导通或者截止的动作。因此，在本实施方式中，设置了分别被连接于第一组电容器C11～C13的第二端子(晶体管QN1～QN3的漏极或者源极)与基准电位(在图4中，为电源电位VSS)之间的第一组电阻R11～R13。 [0084] 而且，优选分别具有与第一组电阻R11～R13的电阻值相同的电阻值的第二组电阻R21～R23分别被连接于第二组电容器C21～C23的第二端子(晶体管QN1～QN3的源极或者漏极)与基准电位之间，以使在晶体管QN1～QN3中的任意一个截止时，在处于截止的晶体管中不会流通有漏电流。 [0085] 为了减小对被积蓄在电容器的第二端子中的电荷进行放电时的时间常数，电阻R11～R13以及R21～R23的电阻值，例如，设为100kΩ以下，优选设为20kΩ以下。 [0086] 在电源电压被供给至VCO25从而电容器C11～C13以及C21～C23的第一端子处的电位上升时，晶体管QN1～QN3的漏极电位以及源极电位也上升。之后，虽然漏极电位以及源极电位下降，但是，随之，漏极与电源电位VSS之间的寄生电容以及源极与电源电位VSS之间的寄生电容的值将增加。 [0087] 此时，由于只要图1所示的开关电路23导通，VCO25的振荡频率便会通过PLL电路20中的控制环而被控制，因此，VCO25的振荡频率不会发生漂移。可是，在发送模式中，在寄生电容的值发生变化的期间，如果图1所示的开关电路23断开从而PLL电路20中的控制环被切断时，振荡信号(载波)的频率将会发生漂移。 [0088] 因此，图1所示的控制电路40在从电源电压被供给至VCO25起，经过了通过电容器C11～C13以及C21～C23的电容值以及所对应的电阻R11～R13以及R21～R23的电阻值而分别确定的时间常数的最大值以上的期间之后，使开关电路23断开，并使开关电路72导通。 [0089] 例如，可以将电容器C11、C12、……、C13的电容值之比设为1﹕2﹕4﹕8﹕……。此时，如果电阻R11～R13的电阻值相同，则通过电容器C13和电阻R13而确定的时间常数将成为最大值。因此，控制电路40在从电源电压被供给至VCO25起，经过了通过电容器C13和电阻R13而确定的时间常数以上的期间，从而VCO25的振荡频率被锁定在预定的频率的附近之后，使开关电路23断开，并使开关电路72导通。 [0090] 另外，可以将晶体管QN1、QN2、……、QN3的通态电阻值之比、在第一电容器阵列中所对应的第一组电容器C11、C12、……、C13的电容值的倒数之比和在第二电容器阵列中所对应的第二组电容器C21、C22、……、C23的电容值的倒数之比设为大致相等。 [0091] 例如，在电容器C11、C12、……、C13的电容值之比以及电容器C21、C22、……、C23的电容值之比为1﹕2﹕4﹕8﹕……时，将晶体管QN1、QN2、……、QN3的通态电阻值之比设为1﹕1/2﹕1/4﹕1/8﹕……。此时，能够以与电容器的电容值匹配的方式对晶体管的驱动能力进行设定。 [0092] 虽然在以上的实施方式中，对使用MOSFET的情况进行了说明，但是，也可以使用其他场效应晶体管或双极型晶体管。在使用双极型晶体管的情况下，双极型晶体管的基极、发射极、集电极相当于场效应晶体管的栅极、源极、漏极。另外，本发明并不限定于以上说明的实施方式，通过在该技术领域具有常识的人士，能够在本发明的技术思想内实施较多的变形。 [0093] 符号说明 [0094] 10…振荡电路；20…PLL电路；21…相位比较电路；22…电荷泵；23…开关电路；24…环路滤波器；25…VCO；26…分频电路；30…锁定检测电路；40…控制电路；50…存储部； 60…低噪声放大器；61～63…混频器；64…分频电路；65…移相电路；66…带通滤波器；67…限幅器；68…解调电路；70…功率放大器；71…DAC；72…开关电路；73…高斯滤波器；CS…电流源；QP10、QP20…P沟道MOS场效应晶体管；QN1～QN23…N沟道MOS场效应晶体管；L1、L2…电感器；D11～D22…可变电容二极管；C11～C23…电容器；R11～R23…电阻。

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