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用于产生三相电流的方法和设备
申请号	CN201410058027.6	申请日	2014-02-20	公开(公告)号	CN104009666B	公开(公告)日	2017-08-11
申请人	ABB研究有限公司;			发明人	何艺文; 格拉尔多·埃斯科巴尔; 弗朗西斯科·卡纳莱斯;
摘要	本发明公开了一种用于产生到三相输出的三相电流的方法以及用于实现该方法的设备。该方法包括通过使用开关转换器来产生正电流、负电流和中间电流。所产生的正电流在给定时间跟随正弦三相信号的最高相的路径，所产生的负电流在该给定时间跟随三相信号的最低相的路径，以及所产生的中间电流在该给定时间跟随三相信号的在最高相与最低相之间的相的路径。将所产生的电流顺序地切换至三相输出的每一个相导体，使得在输出导体中形成三相电流的相电流。
权利要求	1.一种用于产生三相电流的设备(70)，其中所述设备包括：三相输出，直流电压输入，包括正端子、负端子和中性端子，第一开关转换器(73)，实现为连接在所述正端子与所述中性端子之间的降压转换器，第二开关转换器(74)，实现为连接在所述中性端子与所述负端子之间的降压转换器，第三开关转换器(75)，包括连接在所述正端子与所述负端子之间的逆变器臂和连接在所述逆变器臂的输出与所述第三开关转换器的输出之间的电感器，二电平三相逆变器桥(76)，包括在所述第一开关转换器(73)的输出与所述第二开关转换器(74)的输出之间的三个并联连接的逆变器臂，其中所述三个并联连接的逆变器臂的输出连接至所述三相输出的相导体，以及双向开关器件的装置(77)，连接在第三开关转换器输出与所述相导体中的每一个之间。 2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一开关转换器(73)被配置为产生在给定时间跟随正弦三相信号的最高相的路径的正电流，并被配置为将所产生的正电流供应至第一开关转换器输出，所述第二开关转换器(74)被配置为产生在所述给定时间跟随所述正弦三相信号的最低相的路径的负电流，并被配置为将所产生的负电流供应至第二开关转换器输出，所述第三开关转换器(75)被配置为产生在所述给定时间跟随所述正弦三相信号的在所述最高相与所述最低相之间的相的路径的中间电流，并被配置为将所产生的中间电流供应至第三开关转换器输出，所述二电平三相逆变器桥(76)和所述双向开关器件的装置(77)用作电流分配装置(76、77)，所述电流分配装置用于将所述开关转换器输出中的每一个切换至所述三相输出中的任一个相导体，以及其中所述设备还包括：控制装置，用于控制所述电流分配装置，以将所述开关转换器输出顺序地连接至每一个相导体，使得在所述相导体中形成所述三相电流的相电流。 3.根据权利要求2所述的设备，其中，所述电流分配装置(76、77)适于以与对应的开关转换器(73至75)相比更低的开关频率进行操作。 4.根据前述权利要求中任一项所述的设备，其中，所述设备(70)包括在其输出处的电磁干扰滤波器(78)。 5.一种用于生成可再生电力的装置，所述装置包括根据前述权利要求中任一项所述的设备(70)。 6.一种用于通过使用设备来产生三相电流的方法，所述设备包括：三相输出，直流电压输入，包括正端子、负端子和中性端子，其中所述方法包括：通过使用连接在所述正端子与所述中性端子之间的第一降压转换器来产生正电流，其中所产生的正电流在给定时间跟随正弦三相信号的最高相的路径，通过使用连接在所述中性端子与所述负端子之间的第二降压转换器来产生负电流，其中所产生的负电流在所述给定时间跟随所述正弦三相信号的最低相的路径，通过使用第三开关转换器来产生中间电流，所述第三开关转换器包括连接在所述正端子与所述负端子之间的逆变器臂和连接在所述逆变器臂的输出与所述第三开关转换器的输出之间的电感器，其中所产生的中间电流在所述给定时间跟随所述正弦三相信号的在所述最高相与所述最低相之间的相的路径，以及将所产生的电流顺序地切换至所述三相输出的每一个相导体，使得在所述相导体中形成所述三相电流的相电流。
说明书全文	用于产生三相电流的方法和设备技术领域 [0001] 本发明涉及三相电压源逆变器，更具体地涉及通过使用多电平电流构思来将直流电压转换为三相电流。背景技术 [0002] 生成可再生能量的设施可以被考虑为诸如智能电网和微电网的下一代电力系统中的关键部件。它们还能够向诸如石油、煤和天然气的常规能源提供替代电源[1]。 [0003] 用于可再生能量生成处理的共同特性是：在该处理中使用逆变器作为将可得到的直流（DC）电压形式的可再生能量变换成交流（AC）电压的接口。从而，DC/AC逆变器技术在生成可再生能量中会具有重要作用，在高功率三相电网连接应用中尤其如此。 [0004] 可以以各种方式来实现DC/AC逆变技术。DC/AC逆变技术例如相对于电路拓扑、半导体、存储器和滤波无源器件典型地具有多自由度。这些方面可能相互关联，即，改变一个方面可能影响另一个方面。改变的影响可以显现为优点或缺点。不同方面的不同组合可以用于服务不同目的。 [0005] 用于将DC电压逆变成三相AC电压的常规方法是使用电压源逆变器（VSI），这是由于通常能够将可再生能源看作DC电压源。如果DC电压源能够提供充分高的电压，则对DC/AC转换来说，仅一个功率级可能就是足够的。 [0006] 图1示出常规的具有六个开关S1至S6的二电平电压源逆变器[1]。该逆变器拓扑的优点是与一些其它的拓扑相比具有较小的部件计数。然而，该六个开关S1至S6典型地必须是高频半导体，并且它们的击穿特性应当使得开关能够处理全DC链（link）电压。由于半导体上的高开关损耗，常规的二电平电压源逆变器拓扑可能不总是适用于具有高开关频率的应用。 [0007] 在80年代提议了多电平电压源逆变器来解决二电平电压源逆变器的高开关损耗[2]。通常，多电平VSI的输出电感器经受较小的瞬变，这是由于会以较小的步进形成输出电压/电流。这使得能够使用具有较小电感的输出电感器。较小电感使得能够显著降低电感器的大小和损耗。图2a至图2c示出工业中已采用的常规的三电平电压源逆变器拓扑[3]-[5]。 [0008] 图2a示出中性点钳位（NPC）电压源逆变器拓扑。在三电平拓扑中，通过使用12个开关S1至S12来实现三个逆变器臂。逆变器臂被钳位至中性点钳位沟槽（trough）二极管D1至D6。所有的半导体S1至S12和D1至D6的击穿电压是DC链电压的一半。从而，半导体的开关损耗会低于二电平电压源逆变器的开关损耗。此外，可以在外部开关S1至S3和S10至S12以及NPC二极管D1至D6中使用快速半导体。通过提高开关频率可以降低输出电感器的大小和损耗。该拓扑的缺点是内部较慢的切换开关（switching switch）S4至S9具有相对较高的导通损耗。 [0009] 图2b示出飞跨电容器（FC,flying capacitor）电压源逆变器拓扑。该三电平拓扑与图2a的逆变器NPC拓扑相比包括较少的半导体。使用了三个飞跨电容器C1至C3来代替钳位二极管。与图2a的拓扑相比，所有的半导体必须被定额（rate）为能够快速开关，从而整体开关损耗会变得高于NPC拓扑的开关损耗。而且，该拓扑的控制复杂度也会较高，这是由于还需要控制飞跨电容器C1至C3的电压。 [0010] 图2c示出T型NPC电压源逆变器拓扑。通过与有源钳位结合地使用包括六个开关S1至S6的半桥来实现三电平输出。在图2c中，通过使用开关S7至S12来实现有源钳位。与图2a的NPC拓扑相比，图2c中的慢开关S7至S12具有较少的导通损耗。另一方面，图2c中的较快速的切换开关S1至S6应当能够容许全DC电压，这会增大它们的开关损耗。 [0011] 可以使用诸如氮化镓（GaN）和碳化硅（SiC）的宽带隙（WBG）半导体来降低这些开关的开关损耗。然而，WBG半导体比纯硅（Si）器件更贵。图2c的拓扑将具有六个较贵的WBG开关，这会被看作该拓扑的缺点。 [0012] 用于将DC电压转换成三相AC电压的另一种方法是借助电流源逆变器（CSI）。图3a和图3b示出一些电流源逆变器拓扑。 [0013] 图3a示出常规的电流源逆变器拓扑[6]。该拓扑与图2a中的二电平VSI拓扑共有缺点。即，在图3a中使用了六对快速且高击穿电压开关S1至S6和二极管D1至D6。半导体损耗高，且穿过DC链电感器L1的电流一直循环，这会导致DC链电感器L1中的高功率损耗。 [0014] 图3b例示Mohan等人介绍的间接电流源逆变器（ICSI）拓扑[7]-[8]。该拓扑使用两个快速S1和S2开关以用于对电感器L1和L2的电流进行整形，并使用六个慢开关S3至S8来重形成电流。使用有损耗且笨重的三相变压器31来将它们转换成同相电流。输出电流的总谐波失真（THD）会非常差。发明内容 [0015] 本发明的目的是提供一种方法和一种用于实现该方法的设备使得缓解以上缺点。通过以独立权利要求中所陈述的内容为特征的方法和设备来实现本发明的目的。在从属权利要求中公开了本发明的优选实施例。 [0016] 本公开公开了一种方法以及一种实现该方法的设备，其可以被用来将DC电压转换成三相AC电压/电流。所公开的方法和逆变器能够被用于例如将正弦同相三相输出电流提供至三相电力网络。 [0017] 所公开的方法实现了用于形成三相电流的多电平电流构思。为了形成三个正弦输出相电流，实现所公开的方法的逆变器可以包括用于电流的三个路线：正路线、负路线和中间路线。 [0018] 穿过正路线的正电流可以在给定时间跟随正弦三相参考的最高相，穿过负路线的负电流可以跟随该参考的最低相，并且穿过中间路线的中间电流可以跟随在该最高相与该最低相之间的相电流。 [0019] 然后可以通过向三相输出的三相导体顺序地供应正电流、负电流和中间电流来构造该输出处的正弦输出相电流。 [0020] 每个路线可以包括用于对电流波形进行整形的高频半导体和用于将经整形的电流分配至输出相导体的低频半导体。 [0021] 当所产生的输出三相电流是正弦的且与输出/负载电压同相时，正路线和负路线一起运载所供应的功率的绝大部分。该正电流和该负电流可以都通过使用一个开关器件来产生，因此，所公开的逆变器拓扑可以通过使用仅两个具有高额定电流的快速开关器件来实现。由于中间路线运载总功率的仅较小部分，所以能够使用具有较低额定电流的开关器件来实现该中间路线的电流整形部分。分配整形电流的半导体可以是低频部件。 [0022] 能够通过使用仅较少的高电流、高开关频率开关器件来高成本效率地实现所公开的方法和逆变器拓扑。所公开的方法和逆变器拓扑还能够提供较高的功率密度，这是由于通过提高开关频率会降低输出电感器的芯大小。能够在无变压器的情况下将逆变器直接连接至三相电网。这进一步降低了系统的总大小和成本。此外，不存在流过DC电压源端子和接地架的高频地泄漏电流。附图说明 [0023] 下面将参照附图借助优选实施例来更详细地描述本发明，在附图中： [0024] 图1示出常规的具有六个开关的二电平电压源逆变器； [0025] 图2a至图2c示出常规的三电平电压源逆变器拓扑； [0026] 图3a和图3b例示电流源逆变器拓扑； [0027] 图4a和图4b示出生成正电流、负电流和中间电流的示例； [0028] 图5是用于产生三相电流的设备的简化框图； [0029] 图6例示相电流的示例性形成； [0030] 图7例示根据DC电压产生三相电流的示例性设备； [0031] 图8例示示例性门信号； [0032] 图9a和图9b例示一些适用的多电平逆变器拓扑； [0033] 图10a和图10b是使用了升压转换器的示例性框图； [0034] 图11a至图11d例示仿真波形； [0035] 图12a至图12d例示与三相输出的一相有关的仿真波形；以及 [0036] 图13a至图13f示出开关转换器和电流分配装置的相对于三相输出的一相的门信号。具体实施方式 [0037] 本公开公开了一种用于产生三相电流的方法。可以使用该方法根据例如可以由可再生能源生成的DC电压来产生三相电流。可以使用实现所公开的方法的设备来例如将由太阳能发电站或由风力发电机产生的DC电压转换成逆变器的三相输出处的三相同相正弦电流。 [0038] 该输出可以连接至例如三相AC电力电网或负载。 [0039] 所公开的方法包括产生正电流、负电流和中间电流。 [0040] 通常，至少在忽略形成正弦三相信号的相的值彼此交叉的时刻的情况下，在给定时间，这些相仅具有一个最高相、一个最低相和一个中间相（即在最高相与最低相之间的相）。 [0041] 从而，所公开的方法的所产生的正电流可以在给定时间跟随（平衡的）正弦三相信号的最高相的路径，并且所产生的负电流可以在给定时间跟随三相信号的最低相的路径。所产生的中间电流可以在给定时间跟随三相信号的在该最高相与该最低相之间的相的路径。 [0042] 图4a和4b示出生成正电流ip、负电流in和中间电流im的示例。 [0043] 在图4a中，电流参考iabc的三相电流ia至ic形成示例性三相信号。 [0044] 在时间t1，正电流ip具有相电流ic的值。中间电流im跟随相电流ib的路径，并且负电流in跟随相电流ia的路径。 [0045] 在时间t2，正电流ip的值跟随相电流ib，并且中间电流im跟随相电流ic。负电流in仍跟随相电流ia。 [0046] 图4b示出待被正电流ip跟随的示例性路径。该路径在参考电流的正峰值Ipeak与该正峰值Ipeak的一半值之间交替。在图4b中，负电流in在参考电流负峰值-Ipeak与其一半值之间交替。所产生的正电流ip和所产生的负电流in跟随半波整流的正弦三相信号的路径。在图4b中，中间电流im在正峰值Ipeak的一半值与负峰值-Ipeak的一半值之间交替。从而，所产生的中间电流im跟随类似于以是正电流ip和负电流in的频率两倍的频率进行振荡的三角波信号的路径。然后，所公开的方法可以将所产生的电流顺序切换（switch）至三相输出的每个相导体，使得形成三相输出电流的相电流。 [0047] 开关转换器可以用于生成正电流、负电流和中间电流。例如，可以通过使用第一开关转换器根据DC电压来产生正电流ip。在相似的方式下，可以通过使用第二开关转换器来产生负电流in，并且可以通过使用第三开关转换器来产生中间电流im。 [0048] 图4b示出所产生的电流ip、in和im的理想波形。然而，当所产生的电流通过开关转换器来生成时，它们可以不与它们的参考相完全对应而在容许范围内跟随该参考的相。 [0049] 图5是实现所公开的用于产生三相电流的方法的设备的简化框图。用于图5的设备的一些潜在应用是用于太阳能能源、风能源、燃料电池能源和不间断电源能量系统的电网连接逆变器。 [0050] 在图5中，设备50包括具有三相导体a、b和c的三相输出。在图5中，该三相输出连接至电力网络51。可替代地，该输出可以连接至三相负载。 [0051] 图5中的设备还包括与DC电压源52连接的DC电压输入。该DC电压源52可以是可再生能源，诸如太阳能发电机或风力发电机。 [0052] 设备50形成用于从该DC电压输入至该三相电压输出的电流的三个路线。从而，设备50包括第一开关转换器53、第二开关转换器54、第三开关转换器55和电流分配装置56至58。第一开关转换器53和连接到该第一开关转换器53的输出的第一电流分配装置56形成了第一路线。以相似的方式，第二开关转换器54和连接到该第二开关转换器54的输出的第二电流分配装置57形成了第二路线。第三开关转换器55和连接到该第三开关转换器55的输出的第三电流分配装置58形成了第三路线。设备50还可以包括用于对所产生的三相输出电流进行滤波的电磁干扰（EMI）滤波器59。 [0053] 在图5中，第一开关转换器53被配置为产生跟随正弦三相信号的最高相的路径的正电流ip。第一开关转换器53将所产生的正电流ip供应至第一开关转换器输出。 [0054] 在图5中，三相信号可以是平衡的正弦三相电流参考，其例如基于电力网络51的电压的基谐波（即第一谐波）和由DC电压源52供应至DC电压输入的功率生成。然后可以通过相互比较该电流参考的当前值并使用最大值作为参考来针对正电流确定待被跟随的路径。 [0055] 第二开关转换器54被配置为产生跟随三相信号的最低相的路径的负电流in。第二开关转换器54将所产生的负电流in供应至第二开关转换器输出。可以使用三相电流参考的最低当前相值来确定待由负电流跟随的路径。 [0056] 第三开关转换器55被配置为产生在给定时间t跟随三相信号的在最高相电流与最低相电流之间的相的路径的中间电流im。换言之，可以使用在拣取最高相和最低相之后剩下的一个相来作为中间电流im跟随的路径。第三开关转换器55将所产生的中间电流im供应至第三开关转换器输出。 [0057] 在图5中，通过DC电压输入来对第一开关转换器53、第二开关转换器54和第三开关转换器55进行供给。然而，还可以通过独立电源和/或不同电源来对开关转换器进行供电。 [0058] 然后，正电流ip、负电流in和中间电流im能够用于生成给三相输出的相导体a、b和c的相电流。开关转换器53至55的输出提供正弦相电流的不同局部电流形状。可以将这些局部形状组合成正弦相电流波形。在图5中，这通过电流分配装置56至58来完成。电流分配装置56至58能够将开关转换器53、54和55输出中每个输出开关(switch)至三相输出的任意相导体a、b或c。 [0059] 为了在输出导体a、b和c中形成三个输出相电流的相电流，设备50可以包括控制装置，该控制装置用于控制电流分配装置56至58顺序地将开关转换器输出连接至每个输出相导体a、b和c。 [0060] 图6例示针对图5的设备的相电流的示例性形成。如图6所示，电流分配装置顺序地每一次将产生正电流ip的第一开关转换器53输出连接至相导体a、b或c之一。还顺序地将产生负电流in的第二开关转换器54输出和产生中间电流im的第三开关转换器55输出均连接至相导体a、b和c。所有三个开关转换器53至55连接至不同的相。作为示例，在图6中强调了相a的产生的电流。 [0061] 开关转换器53至55可以包括高频半导体以便能够将DC电压整形成期望形式。然而，电流分配装置56至58可以适于与对应的开关转换器53至55相比以更低的开关频率进行操作。图6示出电流分配装置以相对低的开关频率进行操作：第一开关转换器输出和第二开关转换器输出以三相电流的每周期一次的方式被切换至特定相，并且第三转换器输出以每周期两次的方式被连接至相同相。假定三相输出电流与输出电压同相，则产生正电流的第一路线和产生负电流的第二路线一起运载在DC电压输入与三相输出之间传递的功率的绝大部分。例如，在与电网电压同相的正弦平衡三相电流的情况下，功率的92%可以通过第一路线和第二路线。然后第三路线可以运载该功率的8%。由于产生中间电流im的第三路线仅运载总功率的一小部分，所以可以通过使用与第一路线和第二路线的部件相比具有较低额定电流的开关器件来实现第三路线。从而，可以通过仅在第一开关转换器和第二开关转换器中使用高频高功率部件来实现设备50。 [0062] 所公开的方法和拓扑还能够提供高功率密度，这是由于提高开关频率使得能够使用较小的输出电感器。该设备能够用于在无变压器的情况下将DC电压源直接连接至三相电网。 [0063] 如果输入DC电压低于相线电压的峰值，则升压转换器可以用于提高设备的输入电压。所有路线可以连接至升压转换器输出以便于简化设备的控制方案，或者可替代地，生成中间电流的第三路线可以连接至升压转换器的输入，从而降低升压转换器的操作功率和第三路线的损耗。 [0064] 图7示出根据DC电压产生三相电流的示例性设备。在图7中，设备70包括DC电压输入和具有三个相导体a、b和c的输出。DC电压输入通过正输入端子vdc+、负输入端子vdc-和中性输入端子vdc0连接至DC电压源71。在图7中，电压源71可以例如是由太阳能板阵列供给的分裂电容器。可替代地，电压源71可以是提供DC电压的蓄电池、燃料电池、纯DC电压源或其它源。 [0065] 在图7中，三相输出的相导体a、b和c连接至三相电网72，使得设备70可以用于将由太阳能板阵列71生成的电力供应至电网72。 [0066] 在图7中，设备70还包括第一开关转换器73、第二开关转换器74、第三开关转换器75以及用于将开关转换器输出中的每一个切换至三相输出的任一个输出相导体a、b或c的电流分配装置76和77。设备70还包括在图7中在其输出处的EMI滤波器78。 [0067] 通过DC电压输入来对第一开关转换器73和第二开关转换器74进行供给。图7中的第一开关转换器73实现为连接在正输入端子vdc+与中性输入端子vdc0之间的第一降压转换器。在图7中，第一降压转换器包括在正输入端子vdc+与第一降压转换器的输出之间的开关器件和电感器的串联连接。在中性输入端子vdc0与开关器件和电感器之间的互连之间连接有二极管。 [0068] 图7中的第二开关转换器74实现为连接在中性端子vdc0与负端子vdc-之间的第二降压转换器。在图7中，第二降压转换器包括开关器件和电感器在负输入端子vdc-与第二降压转换器的输出之间的串联连接。在开关器件和电感器之间的互连与中性输入端子vdc0之间连接有二极管。 [0069] 第一开关转换器73和第二开关转换器74一起形成对称高频开关降压转换器。 [0070] 在图7中，使用该对称高频开关降压转换器来将所供应的DC电压整形成两种电流波形。从正输入端子vdc+和中性输入端子vdc0对第一开关转换器73进行供给，并且第一开关转换器73通过其输出电感器Lp来产生正电流ip。正电流ip在给定时间跟随三相信号的最高相的路径，其中三相信号是正弦三相电流参考的形式。 [0071] 可以通过计算电网72电压的基谐波来形成用于电流参考的基础。电流参考可以跟随具有相同的频率和相位的基谐波的正弦波形。然后可以通过例如对来自太阳能阵列71的功率的提取进行控制的最大功率点跟踪（MPPT）来修改该电流参考的幅度。 [0072] 从中性端子vdc0和负端子vdc-对第二开关转换器74进行供给，并且第二开关转换器74通过其输出电感器Ln来产生负电流in。所产生的负电流in在给定时间跟随电流参考的最低相电流。 [0073] 在图7中，二电平三相逆变器桥用作针对第一开关转换器73和第二开关转换器74的电流分配装置76。逆变器桥76包括在第一开关转换器73的输出与第二开关转换器74的输出之间的三个并联连接的逆变器臂。每个臂包括上开关器件（S1、S2和S3）和下开关器件（S4、S5和S6）。在图7中，开关S1至S6与反并联二极管耦接。逆变器桥76臂的输出连接至三相输出的相导体。开关S1至S3能够将第一开关转换器73输出连接至相导体a、b和c。在相似的方式下，开关S4至S6能够将第二开关转换器74输出连接至相导体a、b和c。换言之，逆变器桥76能够将所产生的正电流ip和负电流in分配至校正输出相导体相a、b或c。 [0074] 在图7中，第三开关转换器75包括连接在DC电压输入的正端子vdc+与负端子vdc-之间的二电平逆变器臂。第三开关转换器75还包括在其输出处的电感器Lm。从DC电压输入的正端子vdc+和负端子vdc-来供给的第三开关转换器75产生在给定时间跟随电流参考的在最高相电流与最低相电流之间的相电流的中间电流im。 [0075] 连接在相导体中的每一个与第三开关转换器输出之间的双向开关器件S7至S9的布置用作针对第三开关转换器75的电流分配装置77。双向开关S7至S9能够将第三开关转换器75输出连接至相导体a、b和c，从而使布置77能够将所产生的中间电流im分配至校正输出相导体。 [0076] 设备70还包括用于控制电流分配装置76和77的控制装置。通过该控制装置来控制图7中的电流分配装置76和77将开关转换器输出顺序地连接至每个输出相导体a、b和c，使得在输出导体a、b和c中形成三相电流的相电流。换言之，控制逆变器桥76和双向开关的布置77，使得它们将所产生的电流ip、in和im分配至校正相a、b和c。 [0077] 图8例示用于图7中的逆变器桥77的开关S1至S6和布置77的双向开关器件S7至S9的示例性门信号。门信号的高电平指示对应的开关处于导通状态。 [0078] 图8示出开关转换器一次连接至一个相，并且所有的开关转换器连接至不同的相。例如，第一开关转换器输出以重复周期的方式连接至输出相a、b和c。图8还示出一次只有一个能够将开关转换器输出连接至特定相导体（例如相a）的开关是激活的。 [0079] 图7中的设备70包括三个用于电流的路线。通过逆变器桥76的上开关S1、S2和S3以及第一开关转换器73来形成第一路线。通过逆变器桥76的下开关S4、S5和S6以及第二开关转换器74来形成第二路线。通过双向开关器件S7至S9的布置77和第三开关转换器75来形成第三路线。 [0080] 如果假定所产生的三相电流能够是正弦的且与电网72电压同相，则第三路线中的半导体可以被定额为承受第一路线和第二路线中的半导体部件的额定功率的仅一小部分。 [0081] 同时，电流分配装置76和77可以适于以与开关转换器73至75相比更低的开关频率进行操作。 [0082] 第一开关转换器73、第二开关转换器74和第三开关转换器75中的开关可以是例如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极性晶体管（IGBT）、结型场效应晶体管（JFET）或双极性结型晶体管（BJT）。如图7中所示，开关可以与处理逆电流流的反并联二极管耦接。 [0083] 双向开关S7至S9和逆变器桥76中的开关S1至S6可以是例如IGBT、晶闸管或可关断晶闸管（GTO）。 [0084] 由于可以通过使用仅两个具有高额定电流的快速开关器件来实现设备70，所以设备70能够提供高效率。图7的设备还能够通过使用下一代半导体（诸如SiC半导体和GaN半导体）作为快速高功率开关来高成本效率地降低损耗。 [0085] 开关转换器73至75以及电流分配装置76和77的实现不限于图7中所公开的内容。例如，存在用于实现第三路线的若干拓扑选择。为了降低半导体的击穿电压和损耗，如图9a和9b所示能够应用多电平逆变器拓扑。 [0086] 图9a例示第三路线的示例性实现，其中通过使用NPC逆变器臂来实现第三开关转换器91，并且通过使用两个反并联硅控制整流器（SCR）来实现用于第三开关转换器91的电流分配装置92。 [0087] 图9b例示第三路线的另一个示例性实现，其中通过使用T型NPC逆变器臂来实现第三开关转换器93，并且通过使用维也纳型双向单开关配置来实现用于第三开关转换器93的电流分配装置94。 [0088] 可替代地，可以针对第三路线使用其它的拓扑，诸如飞跨电容器拓扑。还可以以各种可替代方式来实现第一路线和第二路线。 [0089] 在一些情况下，诸如在太阳能板应用中，DC源电源可以不总是充分用于保证所公开的设备的开关转换器的适当操作。从而，可以在DC源与对电流进行整形的开关转换器之间使用DC-DC升压转换器。 [0090] 图10a例示使用升压转换器101的示例性框图。升压转换器位于太阳能板102与DC链103之间。第一开关转换器104、第二开关转换器105和第三开关转换器连接至DC链103的两极。 [0091] 图10b例示用于在所公开的设备的输入中使用升压转换器的另外方法。由于生成中间电流会需要较少的DC电压储备，所以产生中间电流的第三开关转换器107可以直接地连接至DC电压源，如图10b所示。这可以降低通过升压转换器108的功率，从而还可以降低第三路线中的开关损耗。另一方面，图10b的控制方案可能比图10a中的控制方案复杂。 [0092] 对图7中例示的布置的操作进行仿真从而检验其操作。在仿真过程中，输入源包括串联布置的两个纯350V DC电压源。从而，输入电压是700V。输出是具有380V的均方根（RMS）电压的三相四线电网网络。逆变器的仿真的输出功率是4kW。在仿真过程中认为所有半导体和电感器是理想部件。 [0093] 该结果示出所公开的设备能够保证正弦输出电流。 [0094] 图11a至11d示出所仿真的波形。图11a示出三相电网电压va至vc。 [0095] 图11b示出通过第一开关转换器73生成的正电流ip和通过第二开关转换器74生成的负电流in。两种电流运载150Hz AC纹波。由于所产生的电流通过开关转换器来生成，所以它们还包含以开关转换器73和74的开关频率的小纹波。 [0096] 图11c示出通过第三开关转换器75生成的中间电流im。中间电流im具有几乎三角波形。图11d示出通过使用逆变器桥76和双向开关的布置77根据所产生的电流ip、in和im所构造的输出相电流ia至ic。所产生的输出相电流ia至ic与电网72的对应的相电压va至vc同相。 [0097] 图12a至12d例示与三相输出的相a有关的仿真波形。 [0098] 图12a示出电网电压的相电压va。 [0099] 图12b示出针对相a通过逆变器桥76所构造的第一局部输出电流ipn,a。在图8所示的方式下，通过顺序地对输出相导体a供应所产生的正电流ip和负电流in来构造第一局部输出电流ipn,a。 [0100] 图12c示出通过双向开关的布置77所构造的针对相a的第二局部输出电流im,a。通过顺序地对输出相导体a供应所产生的中间电流im来构造第二局部输出电流im,a[0101] 图12d示出作为结果的相输出电流ia。如图12b和12d所示，第一局部输出电流ipn,a和第二局部输出电流im,a以交错方式连接至相导体a，使得作为结果的相输出电流ia具有正弦形状。 [0102] 图13a至图13f示出开关转换器和电流分配装置的相对于三相输出的相a的门信号。 [0103] 图13a至图13c分别示出第一开关转换器73的门信号、第二开关转换器74的门信号和第三开关转换器75的门信号。图13c示出第三开关转换器75中逆变器臂的仅高频高侧门信号。低侧门信号具有相反的波形。 [0104] 图13d和图13e示出针对逆变器桥76的控制相a的臂的门信号。开关频率为50Hz。图13f示出双向开关的布置77中的针对相a的门信号。门信号以100Hz的开关频率进行操作。其它的两个相即相b和相c的对应门信号除了分别具有120°和240°的相移之外具有相似的波形。 [0105] 对于本领域内技术人员将明显的是：能够以各种方式来实现该创造性构思。本发明及其实施例不限于以上描述的示例而可以在权利要求的范围内进行变化。 [0106] 参考文献 [0107] [1]B.Burger,and D.Kranzer,“Extreme High Efficiency PV-Power Converter,”in Proc.EPE09,Sept.2009. [0108] [2]“Bi-directional switch for neutral point clamped PWM inverter”,美国专利公开US4670828号,02/06/1987. [0109] [3]“Three level inverter”美国专利公开US7126409B2号,24/10/2006.[0110] [4]“Three-phase inverter”美国专利申请公开US2009/0244936A1号,01/10/2009. [0111] [5]“Inverter”美国专利申请公开US2009/0003024A1号,01/01/2009.[0112] [6]B.Sahan,S.Araujo,C. and P.Zacharias,“Comparative Evaluation of Three-Phase Current Source Inverters for grid interfacing of distributed and renewable energy systems,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.26,no.8,2304–2318,Aug.2011. [0113] [7]R.Raik,N.Mohan,M.Rogers,and A.Bulawka,“A noval grid interface optimized for utility-scale applications of photovoltaic,wind-electric,and fuel-cell systems,”IEEE Trans.Power Del.,vol.10,no.4,pp.1920-1926,Oct.1995.[0114] [8]“Multiphase grid synchronized regulated current source inverter systems”专利公开WO2009073582A2号,11/06/2009.

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