驱动装置和电源系统 |
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| 申请号 | CN201710474274.8 | 申请日 | 2017-06-21 | 公开(公告)号 | CN107528452A | 公开(公告)日 | 2017-12-29 |
| 申请人 | 瑞萨电子株式会社; | 发明人 | 归山隼一; | ||||
| 摘要 | 本 发明 提供一种驱动装置和电源系统，其能够以低功率驱动功率晶体管，同时反映制造工艺和外部环境的变化。触发检测 电路 监测在功率晶体管的切换时段中 端子 之间的 电压 或端子之间的 电流 ，并检测端子之间的电压或端子之间的电流达到预定的参考值。电流切换电路从多个寄存器中选择向可变电流 驱动器 电路输出电流值的寄存器，并且在切换时段中使用触发检测电路的检测结果作为触发来切换要选择的寄存器，从而使可变电流驱动器电路的驱动电流转变。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种驱动功率晶体管的驱动装置，包括： |
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| 说明书全文 | 驱动装置和电源系统[0001] 相关申请的交叉引用 技术领域[0003] 本发明涉及一种驱动装置和电源系统，并且涉及例如控制诸如逆 变器的系统中的功率晶体管的导通/截止和切换电源的技术。 背景技术[0004] 例如，在非专利文献1中，作为有源栅极驱动器的结构，描述了 开环型的结构和模拟反馈型的结构。在前一结构中，栅极的充电/放电 周期被预先分成多个间隔，并且在每个间隔的长度和每个间隔中的充 电/放电电流被固定地确定的状态下驱动栅极。在后一结构中，di/dt或 dv/dt的观测结果与目标值之间的误差在模拟放大器中以高速反映，并 且栅极由该模拟放大器驱动。 [0005] 现有技术文献 [0006] 专利文献 [0007] 非专利文献1：Y.Larosiger，J.W.Kolar，“特征为高动态di/dt和 dv/dt控制的闭环IGBT栅极驱动器”，2012IEEE能量转换大会和博览 会(ECCE) 发明内容[0008] 例如，在驱动诸如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管) 或IGBT(绝缘栅双极晶体管)的功率晶体管时，需要考虑功率晶体管 的切换速度。具体地，当切换速度增加时，可以减小切换损耗。作为 替代，伴随着电压波形和电流波形的过冲或下冲，可能发生噪声增加、 功率晶体管的耐受电压过剩等。相反，当切换速度降低时，可以实现 噪音的降低等。作为替代，可能发生切换损耗的增加等。因此，要求 考虑到权衡关系来适当地控制切换速度。 [0009] 作为切换速度控制方法，一般来说，调整栅极电阻器的电阻值的 方法是已知的。然而，该方法是找到上述权衡关系的折中点的方法， 并且不是利用切换速度快的情况和切换速度慢的情况中的每一个的方 法。因此，如非专利文献1所述的使用有源栅极驱动器的方法是有用 的。然而，在上述开环型结构中，当发生制造工艺和外部环境(所谓 的PVT(工艺电压和温度)变化)的变化时，在某些情况下，不能获 得期望的性能。另一方面，在模拟反馈型的结构中，例如，涉及高速 模拟放大器等的功耗的增加。 [0010] 考虑到上述和其它问题而提出实施例，并且新颖性将从本说明书 和附图的描述中变得显而易见。 [0011] 根据实施例的驱动装置具有多个寄存器、可变电流驱动器电路、 第一检测电路和电流切换电路。多个寄存器中的每一个将电流值保持 为数字值。对于可变电流驱动器电路，输入多个寄存器中的任一个的 数字值。可变电流驱动器电路通过基于数字值的驱动电流来驱动功率 晶体管。第一检测电路监测在功率晶体管的切换时段中功率晶体管的 端子之间的电压或端子之间的电流，并且检测端子之间的电压或端子 之间的电流达到预定的参考值。电流切换电路从多个寄存器选择向可 变电流驱动器电路输出电流值的寄存器，并且在切换时段中使用第一 检测电路的检测结果作为触发(trigger)来切换要选择的寄存器，从而 使可变电流驱动器电路的驱动电流转变(shift)。 [0012] 根据实施例，功率晶体管可以通过低功率驱动，同时反映制造处 理和外部环境的变化。 附图说明[0013] 图1是示出根据本发明的第一实施例的电源系统中的一般结构示 例的示意图。 [0014] 图2A和图2B是示出与图1的电源系统不同的电源系统的一般结 构示例的示意图。 [0015] 图3是示出本发明的第一实施例的驱动装置中的每个栅极驱动器 的结构示例和操作示例的示意图。 [0016] 图4是示出由图3的驱动装置的功率晶体管的示意驱动波形的示 例的图。 [0017] 图5A是示出图4中的功率晶体管导通时的详细驱动波形的示例的 图，并且图5B是示出图4中的功率晶体管截止时的详细驱动波形的示 例的图。 [0018] 图6是示出图4的驱动装置中的电流切换电路的操作顺序的示例 的状态转变图。 [0019] 图7是示出在根据本发明的第一实施例的电源系统中关注触发检 测的主要部分的结构示例的电路框图。 [0020] 图8是示出在根据本发明的第一实施例的电源系统中关注倾斜度 检测的主要部分的结构示例的电路框图。 [0021] 图9A和图9B是示出图8中的功率晶体管的结构示例的示意图。 [0022] 图10A是示出在图3的驱动装置中的电流值调整电路的主要部分 的结构示例的示意图，并且图10B和图10C是说明图10A的操作示例 的补充图。 [0023] 图11A是表示图10A的电流值调整电路的操作方法的概念图，并 且图11B是表示作为图11A的比较示例的操作方法的概念图。 [0024] 图12是示出在通过使用图3的栅极驱动器来驱动功率晶体管的情 况下的模拟结果的波形图。 [0025] 图13是示出在根据本发明的第二实施例的电源系统中关注触发 检测的主要部分的结构示例的电路框图。 [0026] 图14A是示出图13中的功率晶体管导通时的详细驱动波形的示例 的图，并且图14B是示出图13中的功率晶体管截止时的详细驱动波形 的示例的图。 [0027] 图15是示出根据本发明的第三实施例的电源系统中的主要部分 的结构示例的电路框图。 [0028] 图16是示出图15中的发热控制电路的示意操作示例的说明图。 [0029] 图17A是示出图15中的发热控制电路的详细处理的示例的流程 图，并且图17B是图17A的补充图。 [0030] 图18是示出图15中的可变电流驱动器电路中的晶体管的配置结 构示例的概念图。 [0031] 图19是示出在使用栅极驱动器作为本发明的第一比较示例的情 况下的功率晶体管的驱动波形的示例的图。 [0032] 图20是示出图19中的栅极驱动器的周边的结构示例的示意图。 [0033] 图21是示出图19和图20中的栅极电阻器的电阻值以及各种特征 之间的关系的示例的表。 [0034] 图22是在使用栅极驱动器作为本发明的第一比较示例的情况和 使用有源栅极驱动器的情况下的功率晶体管的驱动波形的示例比较 图。 [0035] 图23A和图23B是均示出作为本发明的第二比较示例的栅极驱动 器的结构示例的示意图。 具体实施方式[0036] 在以下的实施例中，为了方便起见，将通过将实施例划分为多个 部分或实例来描述实施例。除非另有明确说明，否则它们不是非相关 的，而是具有诸如修改、详细描述和一个是另一个的部分或全部的补 充说明之间的关系。在以下的实施例中，在提及元件数量等(包括件 数、数值、数量和范围)的情况下，除了明确提到的情况，本发明主 要是清楚地限于特定值的情况等以外，本发明不限于具体值。该数字 可以大于或小于特定值。 [0037] 此外，在以下的实施例中，显然，除了明确提及的情况，认为组 件主要是必要的情况等等以外，组件(包括操作步骤)并不总是必需 的。类似地，在以下实施例中，当提及组件的形状、位置关系等时， 除了明确提到的情况，认为形状等并不主要是相似的情况之外，它们 基本上包括与它们相似或类似的形状等。数值和范围也与上述相似。 [0039] 第一实施例 [0040] 电源系统的一般示意配置 [0041] 图1是示出根据本发明的第一实施例的电源系统的一般结构示例 的示意图。图1所示的电源系统1是具有微控制器MCU、驱动装置 DVIC和逆变器电路IVC的逆变器系统。逆变器电路IVC通过PWM(脉 宽调制)控制将三相(u相、v相和w相)的AC电力提供给诸如电动 机MT的负载。 [0042] 逆变器电路IVC具有分别耦合在电源电压VBUS和三相输出端子 U、V、W之间的高侧晶体管TRhu、TRhv和TRhw，以及分别耦合在 接地电源电压PGND和三相输出端子U、V和W之间的低侧晶体管 TRlu、TRlv和TRlw。在本说明书中，功率晶体管通常被称为功率晶体 管TR。尽管在本说明书中，功率晶体管TR中的每一个都是IGBT的 情况是本说明书中的示例，但是功率晶体管TR也可以是MOSFET等。 在这种情况下，集电极和发射极被漏极和源极替代。 [0043] 电源电压VBUS例如是几百V或者在某些情况下为数千V的电 压，并且耦合到高侧晶体管TRhu、TRhv和TRhw的集电极。接地电 源电压PGND被提供到低侧晶体管TRlu、TRlv和TRlw的发射极。对 于高侧晶体管TRhu、TRhv和TRhw，续流二极管Dhu、Dhv和Dhw 分别并联耦合。对于低侧晶体管TRlu、TRlv和TRlw，续流二极管Dlu，Dlv和Dlw分别并联耦合。 [0044] 驱动装置DVIC具有分别驱动高侧晶体管TRhu、TRhv和TRhw 的栅极驱动器GDVhu、GDVhv和GDVhw，以及分别驱动低侧晶体管 TRlu、TRlv和TRlw的栅极驱动器GDVlu、GDVlv和GDVlw。例如， 栅极驱动器GDVhu使用高侧晶体管TRhu的发射极作为接地电源电压 操作，并且基于来自微控制器MCU的PWM信号PWMhu来驱动高侧 晶体管TRhu的栅极。类似地，栅极驱动器GDVhv和GDVhw也分别 基于来自微控制器MCU的PWM信号PWMhv和PWMhw来驱动高侧 晶体管TRhv和TRhw的栅极。 [0045] 另一方面，例如，栅极驱动器GDVlu使用低侧晶体管TRlu的发 射极作为接地电源电压，并且基于来自微控制器MCU的PWM信号 PWMlu来驱动低侧晶体管TRlu的栅极。类似地，栅极驱动器GDVlv 和GDVlw也分别基于来自微控制器MCU的PWM信号PWMlv和 PWMlw来驱动低侧晶体管TRlv和TRlw的栅极。微控制器MCU通过 反映例如三相输出端子U、V和W中的相电流Iu、Iv和Iw的检测结 果、旋转角传感器PSEN的电动机MT的旋转角的检测结果等来正确地 确定PWM信号PWMhu、PWMhv、PWMhw、PWMlu、PWMlv和PWMlw 的占空比。 [0046] 图2A和图2B是示出与图1不同的电源系统的一般结构示例的示 意图。图2A和图2B所示的电源系统是通过PWM控制生成预定电源 的切换调节器。图2A示出了降压转换器，并且图2B示出升压转换器。 图2A的降压转换器具有栅极驱动器GDV1、电压源VC1、功率晶体管 TR1、续流二极管D1、线圈L1和电容器C1。 [0047] 栅极驱动器GDV1基于来自未示出的反馈控制电路的PWM信号 PWMi来驱动功率晶体管TR1。在功率晶体管TR1导通的时段中，驱 动电流在电压源VC1→功率晶体管TR1→线圈L1和电容器C1的路径 中流动。在功率晶体管TR1截止的时段中，返回电流在线圈L1→电容 器C1→续流二极管D1的路径中流动。因此，通过降低电压源VC1的 电压而获得的输出电压VO1被提供到负载LD1。 [0048] 图2B的升压转换器具有栅极驱动器GDV2、电压源VC2、功率晶 体管TR2、升压二极管D2、线圈L2和电容器C2。栅极驱动器GDV2 根据来自未示出的反馈控制电路的PWM信号PWMi来驱动功率晶体 管TR2。在功率晶体管TR2导通的时段中，通过电压源VC2→线圈L2 →功率晶体管TR2的路径在线圈L2中累积电力。在功率晶体管TR2 截止的时段中，线圈L2的电流经由升压二极管D2流到电容器C2。因 此，通过将电压源VC2的电压升压而获得的输出电压VO2被提供到负 载LD2。 [0049] 在这种电源系统中，基于PWM信号，功率晶体管TR的导通/截 止状态以例如几kHz至几十kHz的切换频率频繁地控制。因此，为了 提高功率转换效率，抑制发热等，特别是降低切换损耗是重要的。此 外，从在安全操作区域中使用功率晶体管TR的观点出发，抑制伴随切 换的各种尖峰噪声也是重要的。 [0050] 栅极驱动器概述(比较示例) [0051] 图19是示出在使用栅极驱动器作为本发明的第一比较示例的情 况下的功率晶体管的驱动波形的示例的图。图20是示出图19中的栅 极驱动器的周边的结构示例的示意图。通常，在驱动功率晶体管TR时， 使用如图20所示的驱动系统。在图20中，栅极驱动器GDV'经由栅极 电阻器Rg驱动功率晶体管(IGBT)TR的栅极。通过调整栅极电阻器 Rg的电阻值，调整功率晶体管TR的切换速度。 [0052] 如图19所示，当切换速度较慢(即，当栅极电阻器Rg的电阻值 较高并且栅极的充电/放电速度较慢)时，功率晶体管TR为半导通的 状态(即，用作电阻器)变长，并且在功率晶体管TR中发生的切换损 耗Ploss增加。结果，可能会发生系统的功率转换效率的降低、伴随针 对功率晶体管TR的散热的措施的成本增加等。 [0053] 相反，当切换速度较快(即，当栅极电阻器Rg的电阻值较低并且 栅极的充电/放电速度较高时)时，集电极和发射极之间的电流Ice的 倾斜度(dI/dt)以及集电极和发射极之间的电压Vce的倾斜度(dV/dt) 增加。当“dI/dt”增加时，通过封装、线路等中的寄生电感(Ls)，在 集电极-发射极电压Vce中发生大的浪涌电压(Ls×(dI/dt))。在这 种情况下，可能发生功率晶体管TR中的耐电压等的过剩。由于磁场的 波动变大，所以在外部电路中生成的感应电压，即辐射噪声也可能变 大。 [0054] 另一方面，当“dV/dt”增加时，可能发生在集电极-发射极电流Ice 上重叠的恢复电流增加的情况或电容耦合引起错误操作的情况。恢复 电流是例如，在图1中的续流二极管Dlu正在执行续流操作的状态下， 当高侧晶体管TRhu导通时，伴随恢复到续流二极管Dlu的反向偏置的 电流。导通速度越快，恢复电流变得越大。 [0055] 在通过栅极电阻器Rg的电阻值来调整切换速度的情况下，如图 21所示的权衡关系发生。图21是示出图19和图20中的栅极电阻器的 电阻值以及各种特征之间的关系的示例的表，并且是以上描述的概述。 当确定栅极电阻器Rg的电阻值时，考虑到权衡关系，找到折中点。 [0056] 为了打破受这种权衡限制的情况，使用有源栅极驱动器是有益的。 图22是在使用栅极驱动器作为本发明的第一比较示例的情况和使用有 源栅极驱动器的情况下功率晶体管的驱动波形的示例的比较图。如图 22所示，有源栅极驱动器减小切换损耗Ploss，同时通过恢复电流并且 耦合到适当值的电容来抑制作为浪涌电压和辐射噪声的原因的电流倾 斜度(dI/dt)和作为错误操作的原因的电压倾斜度(dV/dt)。 [0057] 具体地，作为功率晶体管TR的栅极的充电/放电时段(换句话说， 切换时段)，存在影响“dI/dt”和“dV/dt”的时段[1]，影响切换损耗 而不影响“dI/dt”和“dV/dt”的时段[2]。有源栅极驱动器适当地抑制 在前一时段[1]中的栅极的充电/放电速度，并且通过尽可能快地对栅极 进行充电/放电，缩短了功率消耗的周期，并且降低了在后一时段[2]中 的切换损耗Ploss。通过以这种方式有源地改变栅极电流Ig，可以满足 在图21所示的栅极电阻器Rg的电阻值较高的情况下的优点以及栅极 电阻器Rg的电阻值较低的情况下的优点这两者。 [0058] 作为有源栅极驱动器的结构，例如，考虑如图23A和图23B所示 的结构。图23A和图23B中的每一个是示出作为本发明的第二比较示 例的栅极驱动器的结构示例的示意图。图 23A的栅极驱动器具有开环 型(前馈型)的结构，并且图23B的栅极驱动器具有模拟反馈型的结 构。 [0059] 在开环型的结构中，如图23A所示，功率晶体管TR的栅极G的 充电/放电时段预先被分为多个间隔(t0至t1、t1至t2、t2之后)，并 且每个间隔的长度和每个间隔中的充电/放电电流被固定地确定。由于 不需要用于进行反馈的电压/电流检测电路、用于反馈的运算电路等， 因此可以简单地以低成本实现该结构。然而，由于确定了栅极的充电/ 放电电流的波形，因此难以跟踪由诸如零件的制造变化、电压波动和 温度波动的PVT变化引起的功率晶体管TR的特征波动，并且存在不 能获得期望的性能的情况。 [0060] 在模拟反馈型的配置中，如图23B所示，功率晶体管TR的“dI/dt” 和“dV/dt”的观测结果与目标值(Vref)之间的误差以高速反映在模 拟放大器AMP中，并且由模拟放大器AMP驱动功率晶体管TR。在该 结构中，由于反馈实际的观察结果，因此可以跟踪PVT变化。然而， 由于结构需要高速模拟反馈，因此高速模拟放大器AMP是必需的，特 别是涉及功耗增加。 [0061] 例如，即使在导通/截止数百V/数百A的相对大的功率晶体管TR 中，为了将电流从零切换到数百A，通常几百ns就足够了。因此，为 了在观察它们的同时将“dI/dt”和“dV/dt”控制为目标值，需要配置 高速反馈回路以在几十ns内作出响应。由于高速放大器通常需要配置 高速模拟反馈回路，所以功耗增加。当功耗增加时，驱动器自身的发 热增加，因此在环境温度高的环境中变得难以使用该系统。例如，如 图1所示的驱动电动机MT的系统经常在高温环境下使用，并且驱动 器的功耗的增加是不期望的。 [0062] 此外，这种高速大电流模拟电路在半导体芯片上占据大面积，因 此包括栅极驱动器的驱动装置DVIC的成本较高。此外，从实际设计的 观点来看，当反馈回路的响应速度增加时，存在难以确保回路的稳定 性的可能性。 [0063] 驱动装置的概要(第一实施例) [0064] 图3是示出根据本发明的第一实施例的驱动装置中的每个栅极驱 动器的结构示例和操作示例的示意图。图3所示的栅极驱动器GDV具 有控制器CTR、多个寄存器REG1至REGn、选择电路SEL、可变电流 驱动器电路IDVC、触发检测电路TDET和倾斜度检测电路SDET。控 制器CTR具有电流切换电路ISWC和电流值调整电路ITRMC。 [0065] 多个寄存器REG1至REGn中的每一个是例如8比特的寄存器， 并且将电流值保持为数字值。在该示例中，多个寄存器REG1至REGn 分别保持电流值I1至In。可变电流驱动器电路IDVC经由选择电路SEL 接收多个寄存器REG1至REGn中的任一个的数字值(电流值)，并 通过基于数字值的驱动电流(栅极电流Ig)来驱动功率晶体管TR。 [0066] 触发检测电路TDET在功率晶体管TR的切换时段(换句话说， 栅极的充电/放电时段)中监测功率晶体管TR的端子之间的电压或端 子之间的电流，并且检测端子之间的电压或端子之间的电流达到预定 的参考值。具体地，触发检测电路TDET检测下述中的至少一个，期 望地，检测下述中的全部：功率晶体管TR的集电极-发射极电压Vce、 集电极-发射极电流Ice和栅极-发射极电压Vge。在功率晶体管TR是 MOSFET的情况下，集电极-发射极电压Vce、集电极-发射极电流Ice 和栅极-发射极电压Vge分别变为漏极-源极电压Vds、漏极-源极电流 Ids和栅极-源极电压Vgs。 [0067] 在该示例中，触发检测电路TDET具有比较电路CMP1至CMP3。 比较电路CMP1检测栅极-发射极电压Vge达到预定的参考值Vrf1。类 似地，比较电路CMP2检测集电极-发射极电流Ice达到预定的参考值 Vrf2，并且比较电路CMP3检测集电极-发射极电压Vce达到预定的参 考值Vrf3。 [0068] 倾斜度检测电路SDET在功率晶体管TR的切换时段中检测功率 晶体管TR的端子之间的电压或端子之间的电流的倾斜度。具体地，倾 斜度检测电路SDET检测在功率晶体管TR中的集电极-发射极电压Vce 的倾斜度(dVce/dt)和/或集电极-发射极电流Ice的倾斜度(dIce/dt) 中的至少一个，期望地，检测这两者。在该示例中，倾斜度检测电路 SDET具有比较电路CMP4和CMP5。比较电路CMP4检测倾斜度 (dIce/dt)与预先确定的目标值Vtg1之间的大小关系，并且比较电路 CMP5检测倾斜度(dVce/dt)与预先确定的目标值Vtg2之间的大小关 系。 [0069] 电流切换电路ISWC通过向选择电路SEL输出电流切换信号ISW， 从多个寄存器REG1至REGn选择向可变电流驱动器电路IDVC输出信 号的寄存器。具体地，电流切换电路ISWC由例如状态机构成，并且 通过在功率晶体管TR的切换时段中切换作为触发选择触发检测电路 TDET的检测结果的寄存器来转变可变电流驱动器电路IDVC的驱动电 流(栅极电流Ig)。除了触发检测电路TDET的检测结果之外，电流 切换电路ISWC还使用在切换要选择的寄存器时作为触发的来自外部 的PWM信号PWM。 [0070] 电流值调整电路ITRMC通过使用电流值调整信号TRM来反馈控 制多个寄存器REG1至REGn中的预定寄存器(例如，REG2和REG5) 的电流值(I2和I5)，使得倾斜度检测电路SDET的检测结果变为接 近预定的目标值。此时，电流值调整电路ITRMC使用触发检测电路 TDET(具体地，比较电路CMP2和CMP3)的检测结果获得虽然没有 限定的取得倾斜度检测电路SDET的检测结果的定时(即，电流和电 压的上升/下降时段的定时)。 [0071] 如上所述，实际上，电流切换电路ISWC通过开环(前馈控制) 以高速切换栅极电流Ig。也就是说，不仅使用通过反映检测结果和目 标值之间的误差来确定控制量(模拟值)的一般反馈控制，仅使用检 测结果作为触发的控制，还在实践中执行前馈控制。由于栅极电流Ig 的切换实际上在功率晶体管的一个导通时段或截止时段(例如，数百 ns)中执行多次，所以使用可以进行高速操作的开环。 [0072] 另一方面，电流值调整电路ITRMC由通过反映倾斜度(Vce/dt) 和目标值之间的误差和倾斜度(Ice/dt)和目标值之间的误差中的一个 的反馈控制来调整预定寄存器的电流值。也就是说，形成反馈环路， 使得栅极电流Ig的大小由寄存器的值确定，“Vce/dt”和“Ice/dt”根 据栅极电流Ig而变化，并且通过反映检测结果和目标值之间的误差来 调整寄存器的值。 [0073] 在一旦将寄存器的值调整到适当的值之后，只稍微修正即可。因 此，不需要以高速改变该值，并且反馈的速度可能较低。具体地，功 率晶体管TR的PWM信号的切换频率为约数十kHz(例如20kHz)， 并且以50μs(＝1/20kHz)的周期进行导通/截止操作。反馈回路的跟踪 时间可以等于或长于时间的几倍，例如大约1ms。反馈回路的带宽可以 约为1kHz。 [0074] 图3的结构示例可以被认为是伴随着电流切换电路ISWC的操作 的内环和伴随电流值调整电路ITRMC的操作的外环的双回路的控制系 统。一般来说，在双回路中，为了进行稳定的反馈控制，将外环的环 路带宽确定为内环的环路带宽的1/3或以下。因此，电流值调整电路 ITRMC的反馈控制的环路带宽期望地被确定为功率晶体管TR的切换 频率的1/3或以下，并且实际上可以是1/100、1/1000等。也可以配置 为使得能够从外部对图3中的参考值Vrf1至Vrf3、目标值Vtg1、Vtg2、 电流值I1至In等的初始值进行编程。 [0075] 图4是示出通过图3的驱动装置的功率晶体管的示意驱动波形的 示例的图。如图4所示，电流切换电路ISWC基于在一个导通时段或 一个截止时段中检测的多个触发来以高速切换栅极电流Ig的电流值。 触发是通过基于输入PWM信号PWM的转换的截止指令和导通指令的 端子之间的电压(Vge、Vce)和参考值以及端子之间的电流(Ice)和 参考值之间的比较的结果。 [0076] 如上所述，与图23A的情况中的前馈控制不同，电流切换电路 ISWC不以预先固定的定时切换栅极电流Ig，而是基于来自触发检测电 路TDET等的触发而切换栅极电流Ig。触发发生时的定时根据功率晶 体管TR的PVT变化等而改变。因此，与图23A的情况不同，电流切 换电路ISWC可以在反映功率晶体管TR等的PVT变化的定时处切换 电流。 [0077] 在图4中，特别重要的是切换电流以便抑制栅极电流Ig，同时集 电极-发射极电压Vce和集电极-发射极电流Ice改变。电流切换电路 ISWC以高速进行电流切换处理。另一方面，通过电流值调整电路 ITRMC将切换之后的电流值(例如，I2或I5)调整为低速。 [0078] 具体地，倾斜度检测电路SDET检测在导通时段和截止时段中的 集电极-发射极电压的倾斜度(dVce/dt)和集电极-发射极电流Ice的倾 斜度(Ice/dt)与目标值之间的大小关系。电流值调整电路ITRMC通 过倾斜度检测电路SDET累积多个检测结果(即大小关系)，并基于 所累计的结果的总值来调整预定寄存器(例如REG2和REG5)的电流 值。也就是说，电流值调整电路ITRMC通过反映关于过去多个(例如 几十次、几百次或几千次)导通时段和截止时段的检测结果来随时间 调整电流值。 [0079] 如上所述，在调整电流值时，不执行如图23B的情况的检测当前 倾斜度(“dVce/dt”和“Ice/dt”)的高速反馈控制，以及迅速地反映 每个倾斜度和当前栅极电流Ig等中的目标值之间的误差，但执行低速 反馈控制。不同于图23B的情况，通过使用低速反馈控制，不需要高 速放大器，并且实现了功耗的降低、芯片的减少等。此外，反馈回路 的稳定性的保证变得更容易。 [0080] 驱动装置的细节(第一实施例) [0081] 图5A是示出图4中的功率晶体管导通时的详细驱动波形的示例的 图，并且图5B是示出图4中的功率晶体管截止时的详细驱动波形的示 例的图。 [0082] 在图5A中，电流切换电路ISWC使用基于来自外部的PWM信号 PWM的导通指令TON作为触发来转变到状态1(ST1)，并且执行选 择寄存器REG1的处理作为状态1(ST1)的处理。因此，可变电流驱 动器电路IDVC用电流值I1的栅极电流Ig(在这种情况下为源极/漏极 的源极电流)对功率晶体管TR的栅极进行充电，并且功率晶体管TR 的栅极-发射极电压Vge上升。保持在寄存器REG1中的电流值I1例如 是基于预先确定的固定值的最大源极电流值。 [0083] 随后，触发检测电路TDET(具体地，比较电路CMP1)检测栅极-发射极电压Vge上升到参考值Vrf1(例如3V)。电流切换电路ISWC 使用检测结果作为触发条件CND1来转变到状态2(ST2)，并且作为 状态2(ST2)的处理，执行将要被选择的寄存器从寄存器REG1切换 到寄存器REG2的处理。作为响应，可变电流驱动器电路IDVC用电流 值I2(|I2|<|I1|)的栅极电流Ig对功率晶体管TR的栅极进行充电，并 且当功率晶体管TR的集电极-发射极电流Ice上升时控制倾斜度。 [0084] 如上所述，电流切换电路ISWC主要用大电流高速地对栅极-发射 极电容(Cge)充电，直到栅极-发射极电压Vge达到预定的晶体管阈 值(Vth)。在电压达到晶体管阈值(Vth)(例如，在其即将达到晶 体管阈值(Vth)之前)附近时，电流切换电路ISWC通过降低电流值 以减少由恢复电流等引起的过冲来抑制集电极-发射极电流Ice的倾斜 度(dIce/dt)。尽管栅极-发射极电压Vge用作到状态2(ST2)的触发 条件CND1，可替选地，也可以检测集电发射极电流Ice的上升开始并 将其用作触发条件CND1。 [0085] 之后，相对侧的续流二极管(例如，图1中的导通TRhu的情况 下的Dlu)恢复到反向偏压，并且集电极-发射极电压Vce下降。伴随 集电极-发射极电压Vce的下降，电流值I2的栅极电流Ig主要用于对 栅极-集电极电容(镜像电容)Cgc充电。结果，栅-发射极电压Vge几 乎平坦的所谓的镜像平台时段发生。 [0086] 随后，触发检测电路TDET(具体地，比较电路CMP3)检测集电 极-发射极电压Vce下降到参考电压Vrf3(例如，7V)。电流切换电路 ISWC使用检测结果作为触发条件CND2来转变到状态3(ST3)，并 且执行将要被选择的寄存器从寄存器REG2切换到寄存器REG3的处 理，作为状态3(ST3)的处理。作为响应，可变电流驱动器电路IDVC 利用电流值I3(|I3|<|I2|)的栅极电流Ig高速地对功率晶体管TR的栅 极充电。 [0087] 如上所述，在状态3(ST3)中，电流切换电路ISWC缩短镜像电 容的充电时段(镜像平台时段)，并且通过迅速地使集电极-发射极电 压Vce接近0V电平来降低功率损耗。在状态3(ST3)中，栅极电流 (源电流)Ig减小的时段不是电流被有源控制的时段，而是伴随接近 充电完成的时间无源地控制电流的时段。 [0088] 另一方面，在图5B中，电流切换电路ISWC使用基于来自外部的 PWM信号PWM的截止指令TOFF作为触发转变到状态4(ST4)，并 且执行选择寄存器REG4的处理作为状态4(ST4)的处理。因此，可 变电流驱动器电路IDVC用电流值I4的栅极电流Ig(在这种情况下为 源极/漏极的漏极电流)对功率晶体管TR的栅极放电，并且功率晶体 管TR的栅极-发射极电压Vge下降。作为响应，功率晶体管TR的集 电极-发射极电压Vce上升。保持在寄存器REG4中的电流值I4例如是 基于预先确定的固定值的最大漏极电流值。 [0089] 随后，触发检测电路TDET(具体地，比较电路CMP3)检测集电 极-发射极电压Vce上升到参考电压Vrf3(例如7V)。电流切换电路 ISWC使用检测结果作为触发条件CND3来转变到状态5(ST5)，并 且执行将要被选择的寄存器从寄存器REG4切换到寄存器REG5的处 理，作为状态5(ST5)的处理。作为响应，可变电流驱动器电路IDVC 用电流值I5(|I5|<|I4|)的栅极电流Ig对功率晶体管TR的栅极放电， 并且当功率晶体管TR的集电极-发射极电压Vce上升时控制倾斜度。 [0090] 如上所述，电流切换电路ISWC用大电流高速地对栅极-发射极电 容(Cge)和栅极-集电极电容(Cgc)放电，直到集电极-发射极电压 Vce开始上升。当集电极-发射极电压Vce开始上升时，电流切换电路 ISWC通过降低电流值来降低集电极-发射极电压Vce的倾斜度 (dVce/dt)，以减小集由浪涌电压等导致的过冲。 [0091] 之后，当集电极-发射极电压Vce充分上升时，相对侧的续流二极 管切换到正向偏压，并且集电极-发射极电流Ice开始下降。触发检测 电路TDET(具体地，比较电路CMP2)检测集电极-发射极电流Ice下 降到参考电压Vrf2(例如，1A)。可替选地，触发检测电路TDET(具 体地，比较电路CMP1)检测栅极-发射极电压Vge下降到参考值Vrf1 (例如，3V)。 [0092] 电流切换电路ISWC使用检测结果中的一个或这两者作为触发条 件CND4而转变到状态6(ST6)，并且执行将要被选择的寄存器从寄 存器REG5切换到寄存器REG6的处理，作为状态6(ST6)的处理。 作为响应，可变电流驱动器电路IDVC用电流值I6(|I6|>|I5|)的栅极 电流Ig对功率晶体管TR的栅极放电。通过该操作，电流切换电路ISWC 使栅极-发射极电压Vge高速地接近0V电平，等效地降低了栅极的阻 抗，并且防止功率晶体管TR等的错误导通。 [0093] 在状态6(ST6)中，栅极电流(漏极电流)Ig降低的时段不是电 流被有源控制的时段，而是伴随接近充电完成时间无源控制电流的时 段。电流值调整电路ITRMC取得集电极-发射极电流Ice的倾斜度 (dIce/dt)与目标值之间以及集电极-发射极电压Vce的倾斜度 (dVce/dt)与状态2(ST2)和状态5(ST5)中的目标值的比较结果， 并且在随后的周期中，在电流值I2和I5中反映比较结果。 [0094] 图6是示出图4的驱动装置中的电流切换电路的操作顺序的示例 的状态转变图。例如，电流切换电路ISWC由执行如图6所示的操作 的状态机组成。状态1至6(ST1至ST6)的处理以及图6中的状态的 转变时的触发条件如参照图5A和图5B所述。 [0095] 另外，在图6中，当接收到通过导通电源等操作开始的指令INIT 时，电流切换电路ISWC转变到例如状态6(ST6)，并从驱动功率晶 体管TR截止的状态开始操作。尽管没有限制，但是当在状态1、2和 3(ST1、ST2和ST3)中接收到截止指令TOFF时，电流切换电路ISWC 分别转变到状态6、5和4(ST6、ST5和ST4)。相反，当在状态6、 5和4(ST6、ST5和ST4)中接收到导通指令TON时，电流切换电路 ISWC分别转变到状态1、2和3(ST1、ST2、和ST3)。 [0096] 虽然在图5A、图5B和图6的示例中电流切换电路ISWC在六个 状态1至6(ST1至ST6)中操作，但是本发明不限于此。电流切换电 路ISWC可以在导通时段和截止时段的每一个中以两个或更多个状态 操作。例如，在某些情况下，能够使状态1(ST1)和状态3(ST3)同 为使用最大源电流值的状态，并且能够使状态4(ST4)和状态6(ST6) 同为使用最大漏极电流值的状态。 [0097] 在状态中使用的寄存器也可以正确地改变。例如，寄存器REG3 可以与寄存器REG1共同使用，并且寄存器REG1的电流值I1可以在 状态1(ST1)和状态3(ST3)中共同使用。类似地，寄存器REG6可 以与寄存器REG4共同使用，并且寄存器REG4的电流值I4可以在状 态4(ST4)和状态6(ST6)中共同使用。 [0098] 电源系统主要部分的细节 [0099] 图7是示出在本发明的第一实施例的电源系统中关注触发检测的 主要部分的结构示例的电路框图。在图7中，示出了功率晶体管TR、 驱动装置DVIC中包括的栅极驱动器GDV以及功率晶体管TR与栅极 驱动器GDV之间的各种电路。功率晶体管TR向预定的负载供电，并 且栅极驱动器GDV由例如单个半导体芯片构成，并且基于PWM信号 PWM驱动功率晶体管TR。 [0100] 栅极驱动器GDV具有多个外部端子PN1至PN6。PWM信号PWM 输入到外部端子PN6。如上所述，控制器CTR根据状态1至6(ST1 至ST6)控制选择电路SELc和SELd，并将预定寄存器的电流值输出 到可变电流驱动器电路IDVC。在本示例中，选择电路SELc输出伴随 充电的电流值(状态1至3(ST1至ST3))，并且选择电路SELd输 出伴随放电的电流值(状态4至6(ST4至ST6))。在本示例中，寄 存器REG1的电流值I1在状态1(ST1)和状态3(ST3)中共同使用， 并且寄存器REG4的电流值I4在状态4(ST4)和状态6(ST6)中共 同使用。 [0101] 外部端子PN1耦合到比较电路CMP3和功率晶体管TR的集电极。 功率晶体管TR的集电极例如经由安装在印刷布线板等上的阻塞二极 管Dsat和低通滤波器LPF1耦合到外部端子PN1。阻塞二极管Dsat是 高耐压二极管。 [0102] 集电极-发射极电压Vce根据功率晶体管TR的导通/截止状态在几 乎0V电平和功率晶体管TR的电源电压(例如400V)电平之间转变。 另一方面，栅极驱动器GDV例如在15V等的电源电压操作。因此，通 过栅极驱动器GDV的耐受电压，400V的电源电压电平等不能直接输 入到比较电路CMP3。因此，提供阻塞二极管Dsat，并且为栅极驱动器 GDV中的比较电路CMP的输入节点提供用于将小的偏置电流传递到 阻塞二极管Dsat的偏置电路。 [0103] 当集电极-发射极电压Vce低于栅极驱动器GDV的电源电压VDD 时，通过将阻塞二极管Dsat的正向电压(VF)加到集电极-发射极电 压Vce而获得的电压变为到比较电路CMP3的输入电压。因此，比较 电路CMP3可以检测集电极-发射极电压Vce已经达到7V的参考值 Vrf3等。另一方面，当集电极-发射极电压Vce高于电源电压VDD时， 阻塞二极管Dsat变为反向偏置。结果，等于或高于电源电压VDD的 电压不施加到比较电路CMP3的输入节点。低通滤波器LPF1吸收阻塞 二极管Dsat的恢复电流，并且起到保护作用，使得过电压不施加到栅 极驱动器GDV。 [0104] 外部端子PN2耦合到可变电流驱动器电路IDVC和功率晶体管TR 的栅极。可变电流驱动器电路IDVC具有在电源电压VDD和外部端子PN2之间并联设置的多个充电晶体管CT0至CTm，以及在接地电源电 压GND与外部端子PN2之间并联设置的多个放电晶体管DT0至DTm。 在本说明书中，多个充电晶体管CT0至CTm概括地被称为充电晶体管 CT，并且多个放电晶体管DT0至DTm概括地被称为放电晶体管DT。 例如，充电晶体管CT被配置为p沟道型MOSFET，并且放电晶体管 DT被配置为n沟道型MOSFET。 [0105] 基于来自选择电路SELc的电流值(数字值)来控制多个充电晶体 管CT0至CTm的导通次数，并且基于来自选择电路SELd的电流值(数 字值)来控制多个放电晶体管DT0至DTm的导通次数。更具体地，选 择电路SELc解码数字值，从而生成充电晶体管CT0至CTm中的每一 个的导通/截止信号。选择信号SELd解码也数字值，从而生成放电晶 体管DT0至DTm中的每一个的导通/截止信号。 [0106] 外部端子PN2例如经由安装在印刷布线板等上的栅极电阻器Rg 耦合到功率晶体管TR的栅极。当使用第一实施例的方法时，可以控制 电压和电流的倾斜度来代替栅极电阻器Rg。因此，从这个观点出发， 可以消除电阻器Rg。然而，由于以下原因，分开提供电阻器Rg是有 益的。 [0107] 除了调整电压和电流倾斜度的作用(1)之外，栅极电阻器Rg还 可以发挥用于防止伴随寄生电容和功率晶体管TR及其耦合线中的寄 生电感器的振荡的阻尼电阻器的作用(2)，和释放在半导体芯片中生 成的热的作用(3)。关于(3)，例如，假设控制充电晶体管CT导通 的情况。在这种情况下，电源电压VDD被充电晶体管CT和芯片外部 的栅极电阻器Rg的导通电阻分开，使得可以减小充电晶体管CT中的 发热。 [0108] 因此，单独提供栅极电阻器Rg以使栅极电阻器Rg发挥上述作用 (2)和(3)是有益的。在不使用第一实施例的方法的情况下(即栅 极电阻器Rg也发挥作用(1)的情况)，栅电阻器Rg的电阻值被确定 为五至十Ω等。然而，在使用第一实施例的方法的情况下，例如，栅 极电阻器Rg的电阻值被确定为上述情况的值的一半或更小的值(1至 2Ω等)。 [0109] 外部端子PN3耦合到功率晶体管TR的主发射极E，并用作栅极 驱动器GDV的接地电源电压GND的端子。外部端子PN4耦合到比较 电路CMP1和功率晶体管TR的栅极，并且用作栅极-发射极电压Vge 的检测端子。外部端子PN5耦合到比较电路CMP2，并用作集电极-发 射极电流Ice的检测端子。 [0110] 具体地，例如，在功率晶体管TR是具有感测发射极SE的多发射 极型的IGBT的情况下，来自感测发射极SE的感测电流通过检测电阻 器Rsen转换为电压，并将电压输入到外部端子PN5。由感测电阻器Rsen 转换的电压可以经由用于降低噪声的低通滤波器LPF2输入到外部端 子PN5。检测集电极-发射极电流Ice的方法不限于感测发射极SE的方 法，而是可以是通过检测电阻器感测主发射极E的电流的方法、使用 霍尔元件或磁阻效应元件(MR元件)的方法、使用电流互感器的方法 等。 [0111] 图8是示出根据本发明的第一实施例的电源系统中关注倾斜度检 测的主要部分的结构示例的电路框图。尽管图8所示的栅极驱动器 GDV未部分地示出，但是其具有图7所示的外部端子PN1至PN6及其 外围电路，另外还有外部端子PN7和PN8。外部端子PN7耦合到比较 电路CMP5p和功率晶体管TR的集电极。功率晶体管TR的集电极例 如经由安装在印刷布线板等上的微分电路DFC等耦合到外部端子 PN7。 [0112] 微分电路DFC具有串联插入外部端子PN7和功率晶体管TR的集 电极之间的电容器Cd以及并联插入的电阻器Rd1和Rd2，并且输出集 电极-发射极电压Vcc的倾斜度(dVce/dt)被反映到外部端子PN7的电 压。尽管不限于此，但是电容器Cd的电容为数十pF，并且电阻器Rd1 和Rd2中的每一个的电阻值为几Ω。比较电路CMP5p检测作为微分电 路DFC的输出电压的集电极-发射极电压Vce的倾斜度(dVce/dt)与 预先确定的上升斜率的目标值Vtg2p(V+)之间的大小关系。 [0113] 外部端子PN8耦合到比较电路CMP4p和功率晶体管TR的电力发 射极(电力端子)PE。外部端子PN3耦合到功率晶体管TR的开尔文 发射极(开尔文端子)KE。在开尔文发射极KE和电力发射极PE之间， 存在由封装中的印刷线路板的引线、功率晶体管TR的引线框架或接合 线等引起的寄生电感分量(Ls)。 [0114] 因此，在电力发射极PE中，生成通过使用开尔文发射极KE作为 参考反映集电极-发射极电流Ice的倾斜度(dIce/dt)的电压(Ls× (dIce/dt))。比较电路CMP4p使用开尔文发射极KE的电压作为接 地电源电压GND进行操作，并且检测在功率发射极PE中生成的电压 (Ls×(dIce/dt)与预先确定的上升斜率的目标值Vtg1p(I+)之间的 大小关系。 [0115] 图9A和图9B是示出图8中的功率晶体管的结构示例的示意图。 如图9A所示，功率晶体管(IGBT)TR形成在半导体芯片CHP上。 在半导体芯片CHP的表面上，形成发射极焊盘EP、栅极焊盘GP和感 测发射极焊盘SEP。半导体芯片CHP由具有外部端子(引线或引线框 架)PN_GT、PN_PE、PN_SE、PN_KE和PN_CR的封装PKG密封。 [0116] 外部端子PN_GT、PN_PE和PN_SE分别是栅极端子、电力发射 极(PE)和感测发射极端子(SE)，并经由接合线BW耦合到栅极焊 盘GP、发射极焊盘EP和感测发射极焊盘SEP。外部端子PN_KE是开 尔文发射极端子(KE)，并经由接合线BW耦合到发射极焊盘EP。外 部端子PN_CR是集电极端子，并且耦合到形成在半导体芯片CHP的 背面上的集电极焊盘。 [0117] 电力发射极端子(PE)是用于向预定负载供电的端子，并且是几 乎所有的集电极-发射极电流Ice流动到的端子。另一方面，开尔文发 射极端子(KE)是用于向栅极驱动器GDV供应接地电源电压GND的 端子，并且基本上是集电极-发射极电流Ice不流动的端子。因此，电 力发射极端子(PE)具有等同的寄生电感分量(Ls)，其归因于作为 由接合线BW、外部端子等引起的寄生电感分量的集电极-发射极电流 Ice，以及开尔文发射极端子(KE)没有该寄生电感分量(Ls)。 [0118] 如图9B所示，功率晶体管(IGBT)TR通常由形成在半导体芯片 CHP中的多个单元IGBT构成，并且通过共同耦合多个单元IGBT的集 电极和栅极来配置。多个单元IGBT的一部分(例如1/1000)是感测功 率晶体管TR，其余是主功率晶体管TRm。感测功率晶体管TR的发射 极耦合到外部端子PN_SE作为感测发射极SE，并且主功率晶体管TRm 的发射极耦合到变为功率发射器PE的外部端子PN_PE。 [0119] 例如，在使用没有开尔文发射极KE的功率晶体管TR的情况下， 例如分开地提供与印刷线路板上的开尔文发射极KE相对应的线是足 够的。例如，在印刷布线板上从功率晶体管TR的发射极端子画出用于 接地的线和用于主电流路径的线是足够的，将前一线耦合到栅极驱动 器GDV，并将后一线耦合到栅极驱动器GDV，以便从仅绘制预定长度 的部分的尖端分支。 [0120] 电流值调整电路的细节 [0121] 图10A是示出图3的驱动装置中的电流值调整电路的主要部分的 结构示例的示意图。图10B和图10C是说明图10A的操作示例的补充 图。图10A所示的电流值调整电路ITRMC具有例如诸如FIFO(先进 先出)的存储器MEM1和MEM2、存储器控制电路MCTL、乘法器 MUL1和MUL2以及加法器ADD。 [0122] 首先，将描述电流值调整电路ITRMC的操作方法。图3中的比较 电路CMP4和CMP5中的每一个的比较结果是表示大小关系的二进制 值(“0”或“1”)。如图10B所示，每次的导通和截止时的电压倾 斜度(dVce/dt)和电流倾斜度(dIce/dt)具有一定程度的变化，如图 10B所示。如图10C所示，分布发生在“dVce/dt”或“dIce/dt”的值 与出现频率之间的关系中。此外，还在比较电路CMP4和CMP5中， 取决于热噪声或1/f噪声的时间，两个输入之间生成偏移电压，并且该 偏移电压具有正态分布。例如，当相同的电压施加到两个输入时，有 50％的概率输出变为“0”，并且有50％的概率输出变为“1”。 [0123] 通过应用该现象，从比较电路CMP4和CMP5的比较结果获得线 性度而不是二进制值。例如，当“dVce/dt”或“dIce/dt”与目标值匹 配时，比较电路CMP4和CMP5有50％的概率输出“0”，并有50％ 的概率输出“1”。当“dVce/dt”或“dIce/dt”略微偏离目标值时，“0” 和“1”的比例发生变化。通过统计处理，可以获得根据偏差量的模拟 量。例如，当比较电路CMP4和CMP5执行反馈控制，使得输出“0” 的次数和输出“1”的次数相等时，其被控制使得“dVce/dt”或“dIce/dt” 的平均值变为几乎等于目标值。 [0124] 在图10A中，例如，假设电流值调整电路ITRMC基于图8中的 比较电路CMP5p的检测结果(相对于目标值的大小关系)来控制集电 极-发射极电压Vce的倾斜度(dVce/dt)的情况。在这种情况下，每当 集电极-发射极电压Vce上升时，比较电路CMP5p的检测结果被存储 在存储器MEM1和MEM2中。具体地，当检测结果超过目标值时，表 示其的1比特信息被存储在存储器MEM1中。当检测结果低于目标值 时，表示其的1比特信息被存储在存储器MEM2中。 [0125] 每当检测结果存储在存储器MEM1和MEM2中预定次数(例如数 十或数百次)时，存储器控制电路MCTL读取存储器MEM1和MEM2， 将基于存储器MEM1的检测结果超过目标值的发生次数N1输出到乘 法器MUL1，并且将基于存储器MEM2的检测结果低于目标值的发生 次数N2输出到乘法器MUL2。乘法器MUL1将“N1”与权重系数W1 相乘，并且乘法器MUL2将“N2”与权重系数W2相乘。加法器ADD 计算“N1×W1”和“N2×W2”之间的差。 [0126] 电流值调整电路ITRMC基于来自加法器ADD的差分值(换句话 说，比较电路CMP5p的多次的检测结果的和值)来确定电流值是否增 加、减少还是维持。电流值调整电路ITRMC将表示任何增加指令UP、 减小指令DN和电流值的保持指令HLD的电流值调整信号TRM输出 到预定寄存器。 [0127] 如果权重系数W1和权重系数W2相等，则“dVce/dt”有50％的 概率超过目标值。例如，当将目标值确定为允许浪涌电压和辐射噪声 的上限值时，“dVce/dt”有50％的概率超过上限值。因此，权重系数 W1被设定为大于权重系数W2的值。在这种情况下，执行反馈控制， 使得通过将检测结果超过目标值的次数N1与“W1”相乘获得的值和 通过将检测结果低于目标值的次数N2与“W2”( [0128] 图11A是表示图10A的电流值调整电路的操作方法的概念图，并 且图11B是表示作为图11的比较示例的操作方法的概念图。如图11B 所示，在使用通过比较电路的一次检测结果来调整电流值的方法(所 谓的爆炸型方法)的情况下，即使在电流值被初始地维持的情况下， 电流值稳定地增加/减少。 [0129] 在这种情况下，电压的倾斜度和电流的倾斜度稳定地变化。因此， 例如，PWM占空比也变化。当采用图1的逆变器系统作为示例时，存 在基于PWM信号生成的各相的正弦波发生失真并且噪声分量增加的 可能性。还存在难以满足反馈回路和跟踪速度的稳定性的可能性，并 且存在控制收敛降低的情况。 [0130] 另一方面，在使用图10A的方法的情况下，如图11A所示，可以 根据多次检测结果与目标值之间的误差来进行电流值的增加、减少和 另外保持的三种调整。例如，在图10A的加法器ADD的计算结果为零 或使用零为中心的预定范围内(例如，在±2内)的情况下，可以维持 电流值。结果，可以解决如图11B所述的倾斜度变化的问题。 [0131] 可以根据加法器ADD的计算结果的值来调整电流值的增加/减少 量(例如，ΔI增加、(2×ΔI)增加等)。具体地，当加法器ADD 的计算结果的值在范围[1](例如，+3至+6)内时，可以执行ΔI的增 加。当值在范围[1]之后的范围[2](例如，+7至+10)内时，可以执行 (2×ΔI)增加。此外，由于执行多次存储检测结果的低速反馈控制， 并且在执行反映，所以可以容易地构造稳定的反馈回路，并且可以提 高控制的收敛。 [0132] 图12是示出通过使用图3的栅极驱动器驱动功率晶体管的情况下 的模拟结果的波形图。在图12中，作为比较示例，通过图20的栅极 电阻方法驱动功率晶体管TR的情况下的波形图也用虚线示出。通过使 用第一实施例的方法，在维持集电极-发射极电流Ice的倾斜度(dIce/dt) 和集电极-发射极电压Vce的倾斜度(dVce/dt)等效于栅极电阻方法的 情况中的倾斜度的同时，切换时间可以大大缩短。因此，可以实现功 率晶体管TR的功率损耗的降低、功率转换效率的提高、辐射成本的降 低等。 [0133] 第一实施例的代表性效果 [0134] 通过使用如上所述的第一实施例的驱动装置和电源系统，可以实 现在维持引起浪涌电压、辐射噪声等的电压的倾斜度以及通过恢复电 流、电容、耦合等对正确值的错误操作引起电压的倾斜度的同时降低 切换损耗的有源栅极驱动器。此外，通过有源栅极驱动器，与图23A 和图23B的情况相比，能够以较低的功率驱动功率晶体管，同时反映 PVT变化。通过功率的降低，有源栅极驱动器可以很容易地应用于在 高温环境中使用的系统。 [0135] 在具体描述中，在图23A所示的开环型结构中，可以执行数字控 制，能够降低消耗功率，但难以反映PVT的变化。相反，如图23B所 示的模拟反馈型的结构中，虽然可以反映PVT变化，但是由于模拟电 路是主要的，因此难以降低功耗。因此，在第一实施例中，如图3等 所示，提供了使用当功率晶体管TR的端子之间的电压或者电流达到参 考值时的定时作为触发的切换电流的数字控制的高速开环系统。因此， 不同于图23A的结构，可以在反映PVT变化的定时高速切换电流。 [0136] 此外，在第一实施例中，如图3等所示，提供了在反映端子之间 的电压或端子之间的电流的倾斜度的同时调整电流值的数字控制的低 速反馈系统。因此，不同于图23A的情况，功率晶体管TR可以用反 映PVT变化的电流值来驱动。此外，与图23B的情况不同，除了开环 系统之外，通过将数字控制也用于反馈系统，可以降低功耗。相对于 反馈系统，由于应用数字控制，所以不能使用模拟放大器，而是可以 使用比较电路。通过比较电路基于多次的检测结果执行反馈控制，可 以执行通过模拟放大器执行的线性控制。 [0137] 虽然如上所述，从如上所述的功耗、电路面积等的观点来看，倾 斜度检测电路SDET期望包括比较电路，但本发明不限于此。例如， 在某些情况下，也可以使用诸如模拟放大器、模拟数字转换器等的模 拟电路并且以低速反馈数字输出的结构。特别地，在第一实施例的方 法中，与图23B的方法不同，也使用开环控制。因此，不需要包括高 速放大器的高速反馈电路，并且可以使用低速反馈电路。因此，能够 在一定程度上抑制功耗。 [0138] 第二实施例 [0139] 电源系统的主要部分的细节(应用示例[1]) [0140] 图13是示出关注根据本发明的第二实施例的电源系统中的触发 检测的主要部分的结构示例的电路框图。图13所示的电源系统不同于 图8的结构示例在于添加比较电路CMP4n和CMP5n以及在于寄存器 REG2改变为寄存器REG2a和REG2b以及寄存器REG5改变为寄存器 REG5a和REG5b。 [0141] 比较电路CMP5n与比较电路CMP5n一起耦合到外部端子PN7， 并且检测作为微分电路DFC的输出电压的集电极-发射极电压Vce的倾 斜度(dVce/dt)与初步确定的下降斜率的目标电压Vtg2n(V-)之间 的大小关系。类似地，比较电路CMP4n与上述比较电路CMP4p一起 耦合到外部端子PN8，并且检测在功率发射器PE中生成的电压(Ls ×(dIce/dt))与下降斜率预先确定的目标值Vtg1n(I-)之间的大小 关系。 [0142] 图14A是示出图13中的功率晶体管的导通时的详细的驱动波形的 示例的图，并且图14B是示出图13中的功率晶体管的截止时的详细的 驱动波形的示例的图。在图14A中，与图5A的情况相比，状态2(ST2) 被分成状态2A(ST2a)和状态2B(ST2b)。 [0143] 以类似于图5A的情况的方式，电流切换电路ISWC根据触发条件 CND1从状态1(ST1)转变到状态2A(ST2a)，并执行将要选择的寄 存器从寄存器REG1切换到寄存器REG2的处理，作为状态2A(ST2a) 的处理。响应于此，可变电流驱动器电路IDVC用电流值I2a(|I2a|<|I1|) 的栅极电流Ig对功率晶体管TR的栅极充电，并控制功率晶体管TR的 集电极-发射极电流Ice的上升时的倾斜度。 [0144] 随后，触发检测电路TDET(图13中未示出)检测集电极-发射极 电流Ice上升到预定的参考值(例如，正好在上升结束之前的值)。可 替选地，触发检测电路TDET检测集电极-发射极电压Vce下降到预定 的参考值(例如，下降刚刚开始之后的值)。电流切换电路ISWC使 用检测结果作为触发条件CND2a而转变到状态2B(ST2b)，并且作 为状态2B(ST2b)的处理，执行将要选择的寄存器从寄存器REG2a 切换到寄存器REG2b的处理。响应于此，可变电流驱动器电路IDVC 用电流值I2b(|I1|>|I2b|>|2a|)的栅极电流Ig对功率晶体管TR的栅极 充电，并控制在功率晶体管TR的集电极-发射极电压Vce的下降时的 倾斜度。 [0145] 之后，以类似于图5A的触发条件CND2的情况的方式，触发检 测电路TDET(具体地，比较电路CMP3)检测集电极-发射极电压Vce 下降到参考值Vrf3(例如，7V)。电流切换电路ISWC执行将要选择 的寄存器从寄存器REG2b切换到寄存器REG3的处理，作为状态3 (ST3)的处理。 [0146] 另一方面，也在图14B中，与图5B的情况相比，状态5(ST5) 被分成状态5A(ST5a)和状态5B(ST5b)。以类似于图5B的触发条 件CND3的情况的方式，触发检测电路TDET(具体地，比较电路CMP3) 检测集电极-发射极电压Vce上升到参考值Vref3(例如，7V)。电流 切换电路ISWC使用检测结果作为触发条件CND3a而转变到状态5A (ST5a)，并且执行将要选择的寄存器从寄存器REG4切换到寄存器 REG5a的处理(ST5a)的处理作为状态5A的处理。响应于此，可变 电流驱动器电路IDVC用电流值I5a(|I5a|<|I4|)的栅极电流Ig对功率 晶体管TR的栅极放电，并控制功率晶体管TR的集电极-发射极的电压 Vce上升时的倾斜度。 [0147] 随后，触发检测电路TDET(图13中未示出)检测集电极-发射极 电流Ice下降到预定的参考值(例如，正好在下降开始之后的值)。可 替选地，触发检测电路TDET检测集电极-发射极电压Vce上升到预定 的参考值(例如，正好在上升完成之前的值)。电流切换电路ISWC 使用检测结果作为触发条件CND3b而转变到状态5B(ST5b)，并且 执行将要选择的寄存器从寄存器REG5a切换到寄存器REG5b的处理作 为状态5B(ST5b)的处理。 [0148] 响应于此，可变电流驱动器电路IDVC用电流值I5b(例如， |I4|>|I5b|>|I5a|)的栅极电流Ig对功率晶体管TR的栅极放电，并控制 功率晶体管TR的集电极-发射极电流Ice的下降时的倾斜度。之后，以 类似于图5B的情况的方式，电流切换电路ISWC将要选择的寄存器从 寄存器REG5b切换到寄存器REG6作为状态6(ST6)的处理。 [0149] 图13中的电流值调整电路ITRMC基于处于状态2A(ST2a)下的 比较电路CMP4p的检测结果来调整寄存器REG2a的电流值I2a，并基 于处于状态2B(ST2b)下的比较电路CMP5n的检测结果来调整寄存 器REG2b的电流值I2b。电流值调整电路ITRMC基于处于状态5A (ST5a)下的比较电路CMP5p的检测结果来调整寄存器REG5a的电 流值I5a，并基于处于状态5B(ST5b)下的比较电路CMP4n的检测结 果来调整寄存器REG5b的电流值I5b。 [0150] 第二实施例的代表性效果 [0151] 通过使用第二实施例的上述驱动装置和电源系统，在一些情况下， 除了第一实施例中描述的各种效果之外，可以独立地控制电压和电流 的上升/下降时的倾斜度，并且可以进一步提高切换特征。具体地，在 图5A中，集电极-发射极电流Ice的上升倾斜度由电流值I2控制，并 且集电极-发射极电压Vce的下降倾斜度由相同的电流值I2控制。类似 地，在图5B中，集电极-发射极电压Vce的上升倾斜度由电流值I5控 制，并且集电极-发射极电流Ice的下降倾斜度由相同的电流值I5控制。 [0152] 另一方面，存在对集电极-发射极电压Vce和集电极-发射极电流 Ice的下降倾斜度的积极控制的情况。因此，例如，不仅可以控制过冲 的大小而且可以控制下冲的大小。当下冲不是大问题时，通过尽可能 地缩短电压的下降时间和电流的下降时间(即，图14A和图14B中的 时段ST2b和ST5b)，可以进一步减少切换损耗。 [0153] 为了获得这样的效果，如第二实施例，使用能够独立地控制电压 和电流的上升/下降倾斜度的结构是有益的。然而，当状态数量增加时， 比较电路的数量相应地增加，并且可能导致电路面积的增加、操作的 复杂性等。从观点出发，如在第一实施例中，在每个切换时段中例如 使用三个状态是有益的。 [0154] 第三实施例 [0155] 电源系统的主要部分的细节(应用示例2) [0156] 图15是示出根据本发明的第三实施例的电源系统中的主要部分 的结构示例的电路框图。图15示出了图7的结构示例和图13的结构 示例的组合的结构示例。另外，图15中的栅极驱动器GDV具有外部 端子PN9、低通滤波器LPFi1、LPFi4、LPFi5、LPFi7和LPFi8、比较 电路CMP6、有源镜像钳位开关SWclp和发热控制电路HCTRc和 HCTRd。 [0157] 低通滤波器LPFi1、LPFi4、LPFi5、LPFi7和LPFi8分别耦合到外 部端子PN1、PN4、PN5、PN7和PN8，并消除比较电路输入处的噪声。 比较电路CMP6经由低通滤波器LPFi5耦合到外部端子PN5，并将根 据在外部端子PN5处检测到的集电极-发射极电流Ice的电压与参考值 (例如，0.5V)进行比较，从而检测过电流。当连续检测到过电流达 预定时段时，过电流检测信号OCD被输出到外部端子PN9。在接收到 过电流检测信号OCD时，电流切换电路ISWC执行例如强制截止功率 晶体管TR的预定的保护操作。 [0158] 在这种情况下，上述电流值调整电路ITRMC、寄存器REG和选 择电路SEL被安装在栅极控制电路GCTR上。有源镜像钳位开关SWclp 耦合在外部端子PN4和接地电源电压GND之间。栅极控制电路GCTR 基于来自电流切换电路ISWC的电流切换信号ISW控制功率晶体管TR 截止，并且在截止完成后，导通有源镜像钳位开关SWclp，。因此， 功率晶体管TR的栅极不通过栅极电阻器Rg耦合到接地电源电压 GND，使得能够更可靠地防止功率晶体管TR的错误点火等。 [0159] 发热控制电路HCTRc从栅极控制电路GCTR接收充电晶体管CT0 至CTm的导通次数，并且控制充电晶体管CT0至CTm中的每一个的 导通/截止。类似地，发热控制电路HCTRd从栅极控制电路GCTR接 收放电晶体管DT0至DTm的导通次数，并且控制放电晶体管中的每一 个DT0至DTm的导通/截止。 [0160] 发热控制电路的操作 [0161] 图16是示出图15中的发热控制电路的示意性操作示例的说明图。 在图15和图16中，例如，可变电流驱动器电路IDVC中的多个(m+1 个)充电晶体管CT0至CTm由相同的晶体管尺寸构成，并且多个(m+1 个)放电晶体管DT0至DTm也由相同的晶体管尺寸构成。每当多个充 电晶体管CT0至CTm被控制为导通时，发热控制电路HCTRc则将充 电晶体管的位置改变为导通。每当放电晶体管DT0至DTm被控制为导 通时，发热控制电路HCTRd则将充电晶体管的位置改变为导通。 [0162] 在图16中的PWM时段T1中的定时t1(图5A中的状态1(ST1))， 多个充电晶体管CT0至CTm全部被控制为导通，使得流过4A等的栅 极电流(源极电流)Ig。另一方面，在定时t1之后的定时t2(图5A中 的状态2(ST2))，通过控制多个充电晶体管CT0至CTm中的25％ 为导通，栅极电流Ig被控制为1A等。 [0163] 如果与在定时t2的情况中的晶体管相同位置的晶体管在后续的 PWM时段T2(状态2(ST2))中的定时t8被控制为导通，则发热集 中在可变电流驱动电路IDVC的一部分中，并且其导致特征波动，寿命 缩短等。因此，在定时t8，发热控制电路HCTRc控制与定时t2的情况 中的晶体管不同位置的充电晶体管CT导通。类似地，发热控制电路 HCTRd控制与PWM时段T1(图5B中的状态5(ST5))中的定时t5 和PWM时段T2中的定时t11(状态5(ST5))之间的晶体管不同位 置的放电晶体管DT导通。通过控制，发热被分散，可以实现由于温度 升高引起的特征波动的降低，寿命的增加(可靠性的提高)等。 [0164] 图17A是示出图15中的发热控制电路的详细处理的示例，并且图 17B是图17A的补充图。假设可变电流驱动器电路IDVC具有256个 充电晶体管CT0至CT255和256个放电晶体管DT0至DT255。在图 17A中，发热控制电路HCTRc(也是发热控制电路HCTRd)将K确定 为0(步骤S101)，并等待从栅极控制电路GCTR新接收导通的晶体 管的数量N(例如N是0至256的整数)(步骤S102)。 [0165] 当新接收到导通的晶体管的数量N时，发热控制电路HCTRc (HCTRd)控制第K至第(K+(N-1))个充电晶体管CT(放电晶体 管DT)导通(步骤S103)。随后，发热控制电路HCTRc(HCTRd) 将K更新为(K+N)(步骤S104)。结果，在K>255的情况下，发热 控制电路HCTRc(HCTRd)返回到步骤S102，并且继续处理(步骤 S105)，除非没有通过错误、复位等的操作完成指令。 [0166] 通过使用如上所述的处理，如图17B所示，每次控制多个晶体管 (充电晶体管CT或放电晶体管DT)导通，控制为导通的晶体管的位 置被改变。因此，在每个导通周期中，可以分散发热。然而，在图17B 的示例中，邻近的晶体管被控制为导通。因此，在每个导通周期中， 发热集中在256个晶体管的区域中的局部区域中。 [0167] 图18是示出图15中的可变电流驱动器电路中的晶体管的布置结 构示例的概念图。如图18所示，第0至第m个晶体管(充电晶体管 CT或放电晶体管DT)被布置成使得连续编号的晶体管不邻近。因此， 当图17A中的步骤S103的处理被执行时，如图18所示，控制为导通 的晶体管的位置被广泛地分散在晶体管区域中，并且可以抑制局部发 热的集中。结果，可以进一步降低由于温度升高引起的特征波动。 [0168] 第三实施例的代表性效果 [0169] 通过使用如上所述的第三实施例的驱动装置和电源系统，除了第 一和第二实施例中描述的各种效果之外，可以进一步实现在可变电流 驱动器电路IDVC中的特征波动的减少，寿命增加(可靠性的提高)等。 发热消散方法不总是限于图17A和图18的方法，而是可以通过各种其 它方法来实现。例如，在每次晶体管被控制为导通时，可以通过使用 伪随机数生成电路等的随机方法来确定被控制为导通的晶体管。然而， 在这种情况下，存在在短期内集中发热的可能性。因此，从这个观点 出发，优选使用图17A和图18所示的规则方法。 [0170] 尽管已经根据实施例具体描述了本发明的发明人实现的本发明， 但是本发明不限于上述实施例，而是可以在不脱离主旨的情况下进行 各种改变。例如，为了容易理解上述实施例，对本发明进行了详细说 明，并不局限于上述的整体结构。任何实施例的配置的一部分可以被 替换为另一个实施例的配置，或者可以将任何实施例的配置添加到另 一实施例的配置中。关于每个实施例的一部分结构，可以添加、删除 或替换另一种结构。 [0171] 附加说明 [0172] (1)本实施例的驱动装置具有多个寄存器、可变电流驱动器电路、 第一检测电路、电流切换电路、第二检测电路和电流值调整电路。多 个寄存器中的每一个将电流值保持为数字值。可变电流驱动器电路接 收多个寄存器中的任何一个的数字值，并通过基于数字值的驱动电流 来驱动功率晶体管。第一检测电路监测在功率晶体管的切换时段中端 子之间的电压或端子之间的电流，并检测端子之间的电压或端子之间 的电流达到预定的参考值。电流切换电路从多个寄存器选择向可变电 流驱动器电路输出电流值的寄存器，并且在切换时段中使用第一检测 电路的检测结果作为触发来切换要选择的寄存器，从而使驱动可变电 流驱动器电路的电流转变。第二检测电路在切换周期中检测功率晶体 管的端子之间的电压或端子之间的电流的倾斜度。电流值调整电路反 馈控制多个寄存器中的预定寄存器的电流值，使得第二检测电路的检 测结果变为接近预先确定的目标值。 [0173] (2)电流切换电路执行第一、第二和第三处理。在第一处理中， 电流切换电路使用来自外部的功率晶体管的导通指令作为触发来选择 包括在多个寄存器中的第一寄存器。在第二处理中，电流切换电路使 用通过第一检测电路的端子之间的第二电压(栅极-发射极电压或栅极- 源极电压)或端子之间的第一电流(集电极-发射极电流或漏极-源极电 流)的检测结果作为触发，将要选择的寄存器从第一寄存器切换到第 二寄存器。在第三处理中，电流切换电路使用通过第一检测电路的端 子之间的第一电压(集电极-发射极电压或漏极-源极电压)的检测结果 作为触发，将要选择的寄存器从第二寄存器切换到第三寄存器 [0174] (3)电流切换电路在第二处理中执行2A的处理和2B的处理。 在2A的处理中，电流切换电路使用通过第一检测电路的端子之间的第 二电压或端子之间的第一电流的检测结果作为触发，将要选择的寄存 器从第一寄存器切换到2A的寄存器。在2B的处理中，电流切换电路 使用通过第一检测电路的端子之间的第一电流或端子之间的第一电压 的检测结果作为触发，将要选择的寄存器从2A的寄存器切换到2B的 寄存器。 [0175] (4)第三寄存器通常用作第一寄存器。 [0176] (5)电流切换电路执行第四、第五和第六处理。在第四处理中， 电流切换电路使用来自外部的功率晶体管的截止指令作为触发来选择 包括在多个寄存器中的第四寄存器。在第五处理中，电流切换电路使 用通过第一检测电路的端子之间的第一电压的检测结果作为触发，将 要选择的寄存器从第四寄存器切换到第五寄存器。在第六处理中，电 流切换电路使用通过第一检测电路的端子之间的第二电压或端子之间 的第一电流的检测结果作为触发，将要选择的寄存器从第五寄存器切 换到第六寄存器。 [0177] (6)在第五处理中，电流切换电路执行5A的处理和5B的处理。 在5A的处理中，电流切换电路使用通过第一检测电路的端子之间的第 一电压的检测结果作为触发，将要选择的寄存器从第四寄存器切换到 5A的寄存器。在5B的处理中，电流切换电路使用第一检测电路的端 子之间的第一电流或端子之间的第一电压的检测结果作为触发，将要 选择的寄存器从5A的寄存器切换到5B的寄存器。 [0178] (7)第六寄存器通常用作第四寄存器。 [0179] (8)第二检测电路是检测端子之间的电压或端子之间的电流的倾 斜度与预先确定的目标值之间的大小关系的比较电路，并且电流值调 整电路基于比较电路的多次检测结果的和值来确定预定寄存器的电流 值是否增加、减少或维持。 [0180] (9)电流值调整电路基于通过对从比较电路的多次检测结果导出 的倾斜度大于目标值的次数以及倾斜度小于目标值的次数进行加权所 得到的结果的差分值来确定预定寄存器的电流值。 [0181] (10)可变电流驱动器电路具有在功率晶体管的电源电压和栅极 之间并联设置并由相同的晶体管尺寸构成的多个充电晶体管，以及在 功率晶体管的接地电源电压和栅极之间并联设置并由相同的晶体管尺 寸构成的多个放电晶体管。驱动装置具有发热控制电路，该发热控制 电路在每次多个充电晶体管被控制为导通时，改变被控制为导通的充 电晶体管的位置，并且在每次多个放电晶体管被控制为导通时，改变 被控制为导通的放电晶体管的位置。 [0182] (11)多个充电晶体管或多个放电晶体管由第0至第M个晶体管 构成。在每次第0至第M个晶体管中的N个晶体管(N是从0到(M+1) 的整数)被控制为导通时，发热电路执行将第K到第K+(N-1)个晶 体管控制为导通的处理，以及将K的值更新为(K+N)的值的处理。 [0183] (12)第0至第M个晶体管被布置成使得连续编号的晶体管不邻 近。 |
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