距离测量方法和距离测量元件 |
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| 申请号 | CN201380027826.0 | 申请日 | 2013-06-24 | 公开(公告)号 | CN104364671B | 公开(公告)日 | 2017-08-25 |
| 申请人 | 莱卡地球系统公开股份有限公司; | 发明人 | 雷托·施图茨; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及一种距离测量方法，该方法包括至少以下步骤：向目标物发射至少一个测量 信号 ，其中产生至少一个开始信号(S)，并且测量信号从目标物反向散射作为目标信号(Z)。以一 采样 频率 对该目标信号(Z)进行采样，并且开始信号(S)和目标信号(Z)的相对 位置 被确定以从开始信号(S)和目标信号(Z)的相对位置导出与目标物的距离。根据至目标物的较大距离， 采样频率 可被调整且被设置。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种距离测量方法，至少包括： |
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| 说明书全文 | 距离测量方法和距离测量元件[0001] 本发明涉及一种距离测量方法以及一种距离测量元件。 [0002] 在电子和光电距离测量的领域中，已知有各种原理和方法。一种方法在于向待测量的目标发射脉冲电磁辐射(例如激光)，并且随后从作为反向散射物的所述目标接收回波，其中，基于脉冲的传播时间(time of flight)来确定待测量的与目标的距离。这样的脉冲传播时间测量元件已经获得接受，同时在许多领域中作为标准的解决方案。 [0003] 各种方法被用于检测反向散射脉冲。 [0004] 所谓的阈值方法涉及如果入射辐射的强度超过特定阈值则检测光脉冲。 [0005] 另一种方法是基于反向散射脉冲的采样。发射的信号是基于以下的事实来检测的：对由检测器检测到的辐射进行采样，在采样区内识别信号，并且最终确定所述信号的位置。通过使用大量的样本，即使在不利的环境下也能够识别有用信号，使得能够处理甚至相对大的距离或者嘈杂的或受到干扰的背景场景。在现有技术中，采样是通过使用正被偏移(shifted)的时间窗或相位对许多相同的脉冲进行采样来实现的，其中，目前能够实现非常快的电路，该电路具有高到足以对单独脉冲进行采样的频率。 [0006] 然而，信号采样的要求和信号重构(reconstruction)的先决条件是不确定的(problematic)，尤其是在使用可变的或失真的信号的情况下。由于采样率在技术上受上限制约，所以并不是所有的信号分量都能够以相同的方式进行采样。如果不遵循所谓的奈奎斯特(Nyquist)采样定理，则会出现所谓的混叠效应，这将使信号重构恶化并因而降低测量精度。现有技术在这里公开了以下的解决方案：尽管接受了对奈奎斯特条件的轻微违反，但还是通过滤波减少了更高频率的信号分量，以至于经滤波的信号能够满足奈奎斯特条件。 [0007] 在这方面，WO 2011/076907公开了一种设备，该设备根据对反射信号直接采样的原理进行高精度的距离测量，其中接收信号由采样电路进行采样并随后被量化。采样之前，在接收信号路径上分配有高阶滤波器。该滤波器通常是六阶滤波器或更高阶滤波器，并且不像根据现有技术的其他设备的情况，并没有将该滤波器设计为简单的一阶、两阶或最多三阶抗混叠滤波器。在这样的距离测量方法的情况下，波形的完整识别不再是绝对必要的。因为，在采样之前，信号带宽已被减小成使得与距离有关的所有频率都低于采样频率的一半，所以根据奈奎斯特采样定理，后来保留并满足预期测量目的的距离相关信号能够通过算法装置而完整地重构，并因而还能够确定其准确位置。该测量即使在改变信号的情况下仍起作用，并且通过此方法能够提高精度。然而，引导重构的先决条件是，信号的主要部分必须位于奈奎斯特频带内，优选使用第一频带。 [0008] 现有技术的其他方法或设备确实对于首次近似符合奈奎斯特或香农(Shannon)条件。在此情况下，信号频谱的带宽BW或3dB下降点f3dB被限制到低于奈奎斯特极限频率fg的频率。然而，因为频谱在BW或f3dB以上的频率处的下降由于低阶滤波器而无一例外地太过缓和，所以无法百分之百地满足香农定理，并且不能提供针对精确的、无偏差的距离测量的混叠效应的抑制。 [0009] 因此，现有技术中的解决方案使用保证遵循采样定理的复杂的滤波器概念，但是这些复杂的滤波器概念不能避免混叠效应到高精度测量所需的程度。 [0010] 因此，本发明的目的是提供一种新的距离测量方法和一种新的距离测量元件，通过该新的距离测量方法和新的距离测量元件避免或减少了上述缺点。 [0011] 进一步的目的是提供一种在采样过程之前不需要滤波或减少在滤波上的开支的高精度距离测量元件和距离测量方法。 [0012] 进一步的目的是提供一种距离测量元件，该距离测量元件即使在非线性失真脉冲的情况下(例如，在信号饱和的情况下)也能够准确测量。 [0013] 进一步的目的是提供一种距离测量元件，该距离测量元件使得即使利用更高频率的信号分量(尤其是在不受香农定理的限制的情况下)成为可能。 [0014] 进一步的目的是提供一种高精度距离测量元件，该距离测量元件使得即使使用简化的结构(尤其是使用较慢的模数转换器)也能够进行高精度测量。 [0015] 具体地，目的在于根据使用信号采样的传播时间测量方法进一步开发距离测量元件，使得在毫米(mm)范围或亚毫米(sub-mm)范围内的绝对精度得以保证。此处理想地旨在实现依照相位测量原理的距离测量元件的精度等级。 [0016] 本发明涉及距离测量元件，这些距离测量元件向待测距的目标物发射测量信号，并且在与目标物的交互之后，再次接收反射信号分量作为目标信号并对其进行评估。可见或不可见的频谱范围内的光通常被用于此目的，所述光例如由激光二极管、固态激光器(诸如调Q微片激光器)或LED产生。然而，原则上，根据本发明的方法还能够被用于其他类型的测量信号(例如，超声测量元件)。在通用类型的激光距离测量元件的情况下，通常根据传播时间测量原理(即，根据开始信号的接收和目标信号的接收之间的时间差)来确定距离，至少目标信号被采样以数字化。 [0017] 根据本发明的解决方案是基于通过模数转换器采样目标信号的这样的方法，但与现有技术相比，采样率或频率通过针对该目的的调整以有针对性的方式被调节(adapted)。对此的先决条件是关于对待测量的与目标物的距离的粗略距离的知识(knowledge)，这构成了采样率的随后调节的先决条件。这样的粗略距离能够通过正好前述的测量来估计，其中，能够使用根据与实际测量相同的原理和根据不同的原理二者的基础性的测量。同样地，粗略距离还能够例如通过表被预定义，在该表中，粗略距离或各个上次测量的距离被指派(assigned)给多个目标。这些配置例如在建筑工地监测中是典型的，其中对于相对大的结构，以特定的时间间隔测量多个测量点，使得可能的变化被识别。对于各个当前测量过程，粗略距离被以前获知作为上次测量的距离或设定点(setpoint)距离，使得能够基于所述粗略距离的知识以有针对性的方式选择最佳采样频率。 [0018] 通过所谓的阈值方法提供了一种根据本发明的用于粗略距离测量的适当方法，其中，如果入射辐射的强度超过特定的阈值，则光脉冲被检测作为目标信号。该阈值阻止了来自背景中的噪声和干扰信号被错误地检测作为有用信号，即，作为发射脉冲的反向散射光。然而，不确定的是，在例如由相对大的测量距离造成的弱的反向散射脉冲的情况下，如果脉冲强度下降到低于阈值，则检测不再是可能的。因此，该阈值方法的主要缺点是，测量信号的幅值必须足够大于信号路径上的光噪声源和电噪声源的噪声幅值，以便足够最小化错误的检测。在此情况下，根据阈值方法的粗略距离测量能够使用也被用于信号在后续精确测量方法中的采样的分量中的至少某些，使得低的设备支出是可能的。 [0019] 凭借最佳采样率的有针对性的选择，与信号波形(profile)有关的采样点的相对位置被设置成使得混叠效应被减少或抑制。具体地，采样率被调节成使得具有与采样模式有关的相同的相对位置的信号被采样，其中，例如，信号波形的峰值点能够用作关于位置的参考变量。因此，根据脉冲波形的典型(characteristic)特征(在此情况下是峰值点)执行目标信号和开始信号的信号波形中的相同位置的采样。模数转换器的采样率和因而由该采样率限定的采样模式的采样点因此适应于距离范围，其中，另外出现的混叠效应能够被消除或者在算法上被考虑。 [0020] 在采样过程之后，通过传播时间方法(即，基于信号之间的时间测量)来确定距离，所述时间测量被指派有距离。通常，能够在此情况下发射单独的脉冲，但是根据本发明，使用更复杂的信号结构或信号模式也是可能的。 [0021] 能够通过各种方法使用采样率或采样频率的设置。 [0022] 第一种方法是使用开始信号，其对应于目标信号并且例如通过使用内部参考路径在测量信号的发射之前或在测量信号发射时产生，经由该内部参考路径，测量信号的一部分被传送到设备内部的接收器。该开始信号也由接收器或模数转换器以与目标信号相同的方式被采样。通过改变采样率，指派了各个采样率的采样模式能够被偏移，使得开始信号和目标信号以相同的方式(即，在信号波形的相同点处)被采样。因此，只要采样率被选择成使得两个脉冲的间隔与多个完整的采样间隔(即，采样点之间的间隔)相对应，脉冲的完整重构或二次采样(subsampling)插值就不再是必需的。随后在相同的位置并因而按照直接比较的方式对两个信号进行采样。因此，模数转换器的采样频率使用粗略距离的知识被设置，使得两个信号在采样模式中处于相同位置(即，关于采样点的相对位置完全相同)。作为混叠出现的误差在两个信号(即，目标信号Z和开始信号S二者)的采样期间被重复，并且如果合适，在幅值匹配之后，能够根据两个信号的比较减少或消除这些误差。 [0023] 为了比较具有不同波形的信号，能够通过可变的光滤波器匹配开始脉冲的幅值，直至除了比例因子以外，开始信号S的信号波形与目标信号Z的信号波形相对应为止。在此情况下，作为混叠或非线性信号失真出现的误差也在信号Z和S二者上重复，并且因此能够基于两个信号的比较再次消除这些误差。 [0024] 如果例如还没有以最佳方式设置的第一采样过程被用作用于确定粗略距离的在先测量，则该方法也能够被用于粗略距离测量。通过非最佳采样确定的粗略距离随后能够被认为是用于选择针对该距离的最佳采样率的基础。 [0025] 一个不同的方法以孤立的方式考虑目标信号。为此，通过改变与信号波形有关的采样率来设置采样模式，使得混叠效应被减少或消除。为此，以前确定的最佳设置或采样率能够以表格方式保持可用。在此方法中，使用的开始信号也能够是以电子方式产生的开始信号，例如，其不需要是目标信号的复制。因此，如果仅使用目标信号，则信号位置的优化在于将所述信号放置到最佳位置中-为了评估-与采样模式有关。举例来说，目标信号可以被放置到采样模式中，使得目标信号在被指派到时间间隔中的一个采样点或一组采样点处的一阶导数尽可能大，其对应于每一距离变化的信号变化的最大化。 [0026] 原则上，根据本发明的方法也能够与现有技术中的方法结合。在这点上，具体地，例如也能够使用如在WO 2011/076907中所描述的滤波器方法。 [0028] 在附图中，具体地： [0029] 图1示出了根据本发明的距离测量元件的一个示例性实施方式的框图； [0030] 图2-3示出了依据根据现有技术的传播时间测量原理的距离测量元件的基本图示； [0031] 图4-5示出了根据本发明的距离测量方法的基本图示； [0032] 图6示出了依据根据现有技术的阈值原理的距离测量方法的基本图示； [0033] 图7a-b示出了针对一阶滤波器和二阶滤波器的不同频谱； [0034] 图8a-b示出了针对一阶滤波器和二阶滤波器根据采样率的不同频谱； [0035] 图9a-c示出了针对一阶滤波器在模拟时间信号和从该模拟时间信号插值的数字信号之间的差，以及信号和采样模式之间的不同的相对位置； [0036] 图10a-c示出了针对二阶滤波器在模拟时间信号和从该模拟时间信号插值的数字信号之间的差，以及信号和采样模式之间的不同的相对位置； [0037] 图11a-b示出了在使用不同阶的滤波器的信号采样期间的距离误差的出现以及信号和采样模式之间的相对位置； [0038] 图12a-b示出了与根据本发明的距离测量方法相比，现有技术中的距离测量方法的总误差的说明； [0039] 图13示出了根据本发明的停止信号的线性插值的基本图示； [0040] 图14示出了根据本发明的查找表创建的基本图示。 [0041] 图1示出了根据本发明的距离测量元件的一个示例性实施方式的框图。距离测量元件包括至少一个测量信号源1，该至少一个测量信号源1用于向目标物2发射至少一个测量信号MS(尤其为光信号)，其中产生至少一个开始信号。具体地，激光二极管、固态激光器或LED适合作为测量信号源1。开始信号能够被设置为电子产生的信号，或者如同该示例性实施方式一样，能够通过测量信号MS的分离或转换而产生。为此，测量信号MS例如经由分束器4被传送并随后发射到目标物2。测量信号MS的其他部分经由设备内参考路径被传送到另外的分束器5，在此测量信号MS被耦合回到接收光束路径中。这些布置因此限定了设备外测量部分和设备内参考部分，其中，开始信号是通过耦合输出(coupling-out)和设备内光束引导提供的。除了借助于分束器4的耦合输出之外，还能够通过设备外测量部分和设备内参考部分(例如，通过在每一情况下仅释放多个部分中的一个并来回地切换的转换元件)实现连续通路。 [0042] 从目标物2反射的测量信号MS被传送到接收器3用于检测(其中，测量信号MS被检测作为目标信号)，并且放大器级6的下游被下游采样电路采样，该下游采样电路包括模数转换器8，用于确定开始信号和目标信号的相对位置。在通过模数转换器8采样之前能够通过低通或带通滤波器7滤波。根据控制和评估组件9中的开始信号和目标信号的相对位置来确定与目标物的距离。 [0043] 为此，采样电路被设计成使得使用可调节且可设置的采样率对目标信号进行采样，从而采样率和随之的采样行为能够适于以前获知的或以前确定的与目标物2的粗略距离。在此情况下，控制和评估组件9经由具有用于频率合成的参考时钟11的频率发生器10(尤其是合成器、优选为直接数字式合成器或基于电压控制和锁相环的整数分频器合成器)来控制模数转换器8。控制和评估组件9另外还经由放大器级12控制测量信号源1，其中，测量信号源1的频率还能够经由另外的频率发生器(未在此例示)进行相应地调整，使得接收器和源二者的频率能够被相应地调节。根据配置，采样率能够被手动或优选地自动设置或适用于粗略距离。 [0044] 在此示例性实施方式中，依据与随后更精确的测量的原理相同的原理来执行粗略距离测量，使得分别经由设备外测量部分和设备内参考部分进行传送的两个测量信号以不同的采样率被连续采样。在此情况下，在每一个采样过程期间，在一个过程中使用同一采样率对开始信号和目标信号进行共同分析。第一采样过程因此提供了粗略距离测量，基于此，随后按照有针对性的方式设置针对第二个更精确的测量过程的采样率。 [0045] 另选地，还能够通过传播时间测量的测量电路(未在此例示)来实现粗略距离测量，该测量电路被设计成使得如果测量信号MS的强度超过预定的阈值，则反向散射的测量信号MS被检测。针对这样的测量，能够使用用于精确测量的组件中的至少某些。例如，在WO 2008/009387中描述了采样功能和阈值测量功能的–根据本发明的适当的-集成。 [0046] 然而，根据本发明同样能够使用专用粗略距离测量信号源和粗略距离接收器，其中，该专用粗略距离测量信号源和粗略距离接收器被设计且布置成使得它们限定独立于测量信号源和接收器的第二测量路径。除了阈值方法以外，还能够使用现有技术中的其他距离测量方法，例如根据三角原理(triangulation principle)的方法。 [0047] 同样地，还能够从用于存储以前获知的目标物的粗略距离的存储单元中获取粗略距离。这样的方案特别适用于如果静态目标物或者已知其位置的目标物旨在被多次测量，如同例如针对建筑工地监测或当测试空间精确度时的情况一样。这里粗略距离被认为是更早测量的结果或预定义的定位点变量，使得针对每个测量过程，基于这些值，能够在无需直接在前的粗略测量的情况下直接选择和设置适当或最佳的采样率。 [0048] 图2-3说明了根据现有技术的用于脉冲传播时间距离测量元件的传播时间测量原理。测量信号源1和接收器3被布置在距离测量元件中。测量信号源1发射光脉冲，光脉冲在目标(例如回射器(retroreflector)13)处反射或反向散射之后，被接收器3再次检测作为反向散射光的脉冲。替代光脉冲，例如由一系列脉冲或矩形信号组成的模式也能够被用作测量信号。根据发射，用于生成开始信号S的测量信号的一部分经由设备内参考部分被传送，使得所述信号在时间上早于从目标物反射的目标信号Z被接收。在图3中例示了该情形，其中，信号脉冲s(t)根据时间t被标绘(plotted)，并且脉冲被显示为信号波形。由模数转换器使用同一采样率对开始信号S和目标信号Z进行共同采样，其中，两个信号位于由采样间隔14构成的采样模式中，该采样模式由采样率限定，并由数个(n个)采样间隔分隔开。在现有技术的方法中，开始信号S和目标信号Z随后在采样点处被检测，这些信号被重构并且它们的时间间隔(spacing)被确定，为此，各种基本方法可用，例如信号S和信号Z之间的互相关或者存储在存储器中的测量脉冲和模式脉冲之间的互相关。根据时间间隔(即，经由设备外测量部分的信号传播时间)，随后按照公知的方式来确定与目标的相关联的距离。 [0049] 图4-5说明了根据本发明的距离测量原理。图4和图5示出了与图3对应的针对开始信号S和目标信号Z的放大了的节选(excerpts)，其中，在该示例中，目标信号Z被显示为开始信号S的衰减的复制。然而实际上，对于目标信号Z，也会出现失真。图4揭示了开始信号S和目标信号Z具有关于由采样间隔14限定的采样模式的不同的相对位置，其中，采样间隔14构成了时间周期以及随之的两个采样点之间的间隔。在这点上，对于开始信号S，峰值点与采样点一致，而目标信号Z的峰值点位于采样间隔中，并且从而位于两个采样点之间。因此，两个信号在其信号波形的不同点处被采样，并且在二次采样插值期间会出现混叠效应，所述混叠效应导致距离测量中的误差。 [0050] 根据本发明，相同的信号波形(即，开始信号S和目标信号Z的复制)被再次采样或并行采样，其中，使用粗略距离的知识，针对精确测量而选择、设置并使用具有指派的采样模式的适当的采样率，使得采样在信号波形的其他位置处进行。在开始信号S和目标信号Z的共同采样的示例中，这些采样位置沿着信号波形偏移。如果图5中所示的采样间隔14′的缩短具有下面的效果：开始信号S和目标信号Z使用相同的相位角被采样(即，相对于彼此没有相移)，则出现根据本发明所期望的情形。在此情况下，两个信号的边缘和峰值点以相同的方式被采样，使得两个信号相对于采样模式被相同地定位。根据本发明，同样能够在确定开始信号S和目标信号Z的时间间隔之前，增加重复的发射、接收和采样过程并累积开始信号S和/或目标信号Z的采样值。 [0051] 除了使用来自设备外信息的粗略距离或由基于通过不同方法的粗略距离测量之外，还能够基于第一次采样的结果并且从而根据基于第一次采样的与目标物的粗略距离来选择二次采样的采样率。根据本发明是适用的但不适用于采样方法的用于粗略距离测量的方法包括例如根据阈值法或三角法的脉冲传播时间测量。在具有没有被构造成具有过大的一系列许多测量和物体的测量任务的情况下，举例来说，也能够使用对邻近点的以前的测量作为粗略距离。在此情况下，能够通过从表中获取的方式来选择采样率，在该表中，对粗略距离指派了适当的采样率。能够尤其基于以前的距离测量过程(例如在建筑工地监测期间)或根据待检查或待监测的定位点距离的预定义来创建这样的表。 [0052] 考虑存在粗略距离以及与预定义的采样率相关联的预定义的期望的采样解决方案，随后能够根据下面的关系设置精确测量的采样率： [0053] [0054] 其中，f表示待针对采样设置的采样率，c表示在传输媒介空气中的光速，D表示粗略距离， 表示针对在与预定义的采样解决方案相对应的采样率的情况下出现的开始信号S和目标信号Z之间的采样间隔14的数目的向下取整函数(rounding-down function)。 [0055] 预定义的采样率当作针对精确采样率的初始变量，精确采样率随后针对最佳性被调节并设置，其中，该精确采样率通常被选择为具有比预定义的采样率稍低的频率。然而，原则上，调节到更高频的采样率也是可能的。 [0056] 然而，也能够通过用于粗略距离测量的相同方法根据下面的关系来选择用于第二次采样的采样率： [0057] [0058] 其中，fn+1表示待针对第二次采样选择的采样率，fn表示用于第一次采样的采样率，N表示开始信号S和目标信号Z之间的采样间隔14的数目，并且 表示针对在fn下的开始信号S和目标信号Z之间的采样间隔14的数目的向下取整函数。 [0059] 考虑fn＝500MHz的开始采样率或频率，举例来说，N＝789.358产生作为位于开始信号和目标信号之间的采样间隔的数目。 [0060] 相关联的距离D能够根据下面的等式计算： [0061] [0062] 其中，c表示光速。 [0063] 待选择的第二次采样率根据下面的等式产生： [0064] [0065] 在装置侧，这是通过由频率发生器(诸如合成器(分频器(N)、小数分频器或DDS(直接数字式合成器)))产生的模数转换器的采样频率来实现的。该方法受限于频率发生器的设置精度和以前距离测量或以前采样的质量。 [0066] 然而，根据本发明，也能够通过向上取整函数 按照相似的方式来选择待选择的采样率，从而产生下面的另选关系： [0067] 或 [0068] 根据本发明的另一个可能性在于针对第二次采样改变采样率，直到在目标信号Z的采样点处的信号或信号脉冲的一阶导数为最大为止，或者如果一阶导数再次减小，则结束改变。该方法因此能够被限制为仅目标信号Z的变化的单独考虑，并且因而还允许使用电子产生的开始信号S，该开始信号S因此能够在其特性和其信号处理方面完全不同于目标信号Z。 [0069] 根据本发明，使用至少两个不同的采样率采样的该方法也能够与滤波(如在WO 2011/076907中所描述的)结合，使得在数字化之前进行滤波。 [0070] 图6说明了适用于根据现有技术(例如，也如在WO 2008/009387中所描述)的用于将反向散射的光信号作为目标信号Z的粗略距离测量的阈值方法。为了能够对诸如举例来说作为发射器信号路径和接收器信号路径之间的光和电串扰的结果的噪声、背景分量或系统干扰信号进行抑制并从检测排除在外，使用了检测阈值SW。低于该检测阈值SW的信号强度s(t)不会导致产生停止信号的接收单元对目标信号Z的响应，并且因此不会导致检测。如果目标信号Z的强度超过检测阈值SW，则会进行检测，并且因而产生停止信号并登记接收时刻。由阈值方法提供的输出信号因此取决于达到或超过所接收的目标信号Z的检测阈值SW。 [0071] 图7a-b中例示了适当的一阶滤波器和二阶滤波器的不同频谱，所述滤波器是在500MHz的采样率下具有80MHz的3dB极限频率BW的低通滤波器类型。在横轴上指示了以MHz表示的频率，在纵轴上指示了以dB表示的衰减，其中，实线表示模拟信号AS，虚线表示数字信号DS。图7a示出了一阶滤波器，并且图7b示出了二阶滤波器。 [0072] 根据图8a-b中的采样率示出了相同滤波器的频谱，其中，在纵轴上指示了以采样率为单位的频率。 [0073] 图9a-c例示了针对一阶滤波器在模拟时间信号AS和从该模拟时间信号插值的数字信号DS之间的差，以及时间信号和采样模式之间的不同的示例性相对位置。在图9a-c中，在与采样模式相关的三个不同位置处例示了被描绘成实线的模拟时间信号AS。在图9a中，时间信号的最大值恰好位于标记有时间单元250的采样模式的采样点处，其中，从经采样的时间信号AS插值的数字信号DS在采样点处具有相同的值并且在中间区域偏离。在图9a中，时间信号AS的最大值直接位于采样模式中，其中，作为重构的数字信号DS的最大值也位于此位置处。在下面的图9b-c中，时间信号AS的时间位置相对采样模式向右偏移，使得时间信号AS的最大值现在位于具有时间单元250和251的采样点之间。显然，在这些不同的相对位置的情况下，最大值的不同位置和数字信号DS的形心(centroid)也会跟随，从而产生信号重构对采样模式中的时间信号AS的相对位置的依赖，这导致了距离误差。 [0074] 图10a-c示出了针对二阶滤波器在模拟时间信号和从该模拟时间信号插值的数字信号之间的相应的差，其中由于滤波，使得信号波形之间的偏差以及随之的距离误差结果变得更小。 [0075] 图11a-b例示了在使用不同阶的滤波器的信号采样期间出现的距离误差ΔD以及信号和采样模式之间的相对位置。图11a-b示出了在确定待重构的信号相对于时间上的参考点的时间位置期间由于不同的相对模式位置产生的误差，其中，由经由传播信号时间的时间位置产生待确定的距离。如果位置是通过数字化插值(digitally interpolated)信号确定的，则出现的距离误差将变得明显。模拟信号的最大值的位置和数字化插值信号的最大值的位置被假定为时间位置。在纵轴上示出了作为最大值的位置之间的差的距离误差ΔD。 [0076] 横轴表示以采样点的间隔为单位的采样模式的偏移(即，与采样模式有关的信号的偏移)。在如图11a所例示的一阶滤波器的情况下，明显的是误差线性地增加并且真实的距离只针对最大值和采样点一致的情况被给出。图11b示出了对于二级滤波器的相同的情形。 [0077] 上述考虑忽视了可能由开始信号或某些其他参考信号的额外采样引起的误差。在下面在图11a-b中说明了此误差。 [0078] 图12a-b说明了与根据本发明的距离测量方法有关的现有技术中的距离测量方法的总误差。 [0079] 图12a例示了受到混叠效应干扰的二次采样插值，以及针对开始信号的结果误差ΔDs和针对目标信号的结果误差ΔDz。此图示出了在与偏移有关的采样间隔内出现的距离误差ΔD-由于在间隔0到1中的周期性而指示的-或者信号形心相对于采样模式的相对位置。如同在现有技术中同样公知的，在信号的重构或插值期间出现混叠误差。所述混叠误差通常都越大，信号形心相对于采样模式的采样点偏移就越远。代替信号形心，能够另选地采用表示传播时间的信号的任意签名(signature)。如果两个信号互相比较，则取决于其采样时刻之间的差出现待确定的距离的或大或小的总误差ΔDz-ΔDs。 [0080] 相比之下，如果开始信号和目标信号被采样成具有与采样模式有关的相同的相对位置或相移，则结果误差由于针对开始信号和目标信号的误差ΔDs和ΔDz-由采样率的设置导致的-的差形成(如同针对偏移在图9b中示出的)而减少到ΔDs*和ΔDz*。采样间隔内的部分偏移对于开始脉冲和目标脉冲是相同的，以便作为总误差的差ΔDs*-ΔDz*在此情况下也变为零。 [0081] 另外，通过使用另外的采样率对同一距离的多次测量，也能够识别或减小或完全消除由于混叠而出现的误差。在图13中以目标信号或停止信号的线性插值的形式例示了第一种可能性。在此示例中，使用另外的不同的采样率对目标信号进行另外两次采样，其中，后者被选择为使得产生的时间偏移位于经同样采样的开始信号的两侧。因此根据这些测量检测两个目标信号的两个距离误差ΔDz1和ΔDz2以及在其相对于采样模式的相对位置中未改变的开始信号的距离误差ΔDs。即使不明确存在两个值ΔDz1和ΔDz2，与时间偏移(子间隔)相关联的差ΔDz1-ΔDz2也是已知的。根据两个距离误差ΔDz1和ΔDz2之间的差，通过线性插值，随后能够针对相对于采样模式偏移与开始信号的幅值相同的幅值的目标信号计算综合距离误差ΔDz作为插值的而不是直接测量的值。借助于该综合值，于是能够在很大程度上或完全地消除误差。 [0082] 为了更进一步增加距离测量精度，根据本发明，在相对于采样模式的相应偏移的情况下出现的系统距离误差能够针对不同的采样率、测量距离和配置(例如，不同的目标和信号波形)来确定，并且能够被存储于表中。在图14中以根据本发明的查找表创建的基本示例的形式示出了该情况，其涉及针对未改变的距离和测量配置，确定针对n个离散的采样率的不同的距离误差ΔDz1、ΔDz2、ΔDz3到ΔDzn，并从中产生相对于采样模式的n个偏移。通过示例的方式，通过多个不同频率的同一距离的多次测量使得记录在两个采样点之间的整个间隔上的完整曲线ΔD成为可能。图14例示了一系列具有等距偏移的n个测量的结果。 |
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