多模式电流调度装置

申请号 CN201310279923.0 申请日 2013-07-04 公开(公告)号 CN104283415A 公开(公告)日 2015-01-14
申请人 康舒科技股份有限公司; 发明人 王金标;
摘要 本 发明 为一种多模式 电流 调度装置,用于控制分散式电源系统中各电源供应器的直流/直流转换装置,该多模式电流调度装置包含一主动均流控制 电路 、一电流调度旁流电路及一垂下均流控制电路;依据各电源供应器的输入电源态样、系统负载状态、系统可靠率等各方面因素,选用主动均流模式、电流调度模式或垂下均流模式,以维持整体供电系统的供电效率,减少非必要的功率损失。
权利要求

1.一种多模式电流调度装置,其特征在于,用于控制一电源供应器的直流/直流转换器,所述多模式电流调度装置包含:
开关,设置在所述直流/直流转换器的输出端,其中所述直流/直流转换器的输出电压于未通过所述开关之前定义为一开关前端输出电压,通过所述模组隔离开关之后定义为一开关后端输出电压;
一反馈电路,连接在所述直流/直流转换器的输出端与输入端之间,所述反馈电路包含:
一内部反馈电路,包含串联的一第一电阻及一第二电阻,所述第二电阻的第一端连接所述开关前端输出电压,第一电阻及第二电阻的串联节点为一反馈分压节点,所述反馈分压节点上具有一反馈分压电压;
一外部反馈电路,包含一远端反馈电阻及一第三电阻,所述远端反馈电阻的第一端连接所述开关后端输出电压,所述第三电阻的第一端连接所述远端反馈电阻的第二端,所述第三电阻的第二端连接所述反馈分压节点;
一电流调度旁流电路,包含一第二二极管及一第二旁流放大器电路,其中:
所述第二二极管的正极连接所述远端反馈电阻的第二端及所述第三电阻的第一端;
所述第二旁流放大器电路的输出端连接所述第二二极管的负极,所述第二旁流放大器电路的输入端接收一第一控制电压;
一垂下均流控制电路,包含一第四电阻及一电压放大器电路;
所述第四电阻的一端连接所述反馈电路的所述反馈分压节点;
所述电压放大器电路的输出端连接所述第四电阻的另一端,所述电压放大器电路的输入端接收一第二控制电压,藉此所述电压放大器电路可输出一垂下控制电压以经由所述第四电阻注入至所述反馈电路;
微处理器,其输入端连接所述开关前端输出电压、所述开关后端输出电压及一通讯界面,所述微处理器可提供所述第一控制电压与所述第二控制电压。
2.根据权利要求1所述的多模式电流调度装置,其特征在于,所述微处理器输出两个独立的控制信号以分别作为所述第一控制电压与所述第二控制电压。
3.根据权利要求1所述的多模式电流调度装置,其特征在于,所述微处理器输出一个控制信号并经由两个开关而分别成为所述第一控制电压与所述第二控制电压。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的多模式电流调度装置,其特征在于,所述装置进一步包含有:
一主动均流控制电路,包含一第一二极管、一均流控制器、一第一旁流放大器电路及一均流总线开关,其中:
所述第一二极管正极连接所述远端反馈电阻的第二端及第三电阻的第一端;
所述第一旁流放大器电路连接于所述第一二极管的负极及所述均流控制器的一输出控制电压之间;
所述均流总线开关的一端连接所述均流控制器,另一端用以连接一均流总线。
5.根据权利要求4所述的多模式电流调度装置,其特征在于,所述垂下均流控制电路进一步包含:
一垂下均流控制器,连接所述电压放大器电路的输入端,其中,所述垂下均流控制器根据一感测电流而产生一垂下均流控制信号,所述垂下均流控制信号输入至所述电压放大器,使所述电压放大器电路输出一垂下控制电压。
6.根据权利要求2所述的多模式电流调度装置,其特征在于,所述微处理器输出的两个控制信号分别经过两个低通滤波器而成为所述第一控制电压与所述第二控制电压。
7.根据权利要求3所述的多模式电流调度装置,其特征在于,所述微处理器输出的控制信号先经过一低通滤波器再通过所述两个开关。
8.根据权利要求4所述的多模式电流调度装置,其特征在于,所述微处理器连接所述均流总线。

说明书全文

多模式电流调度装置

技术领域

[0001] 本发明为一种多模式电流调度装置,尤指一种应用于多个服务器电源供应器并联供电时,用以协调分配各电源供应器的供电状态。

背景技术

[0002] 请参考图12所示的并联电源供应器供电系统,由多个电源供应器1并联组成。该些电源供应器1接收一输入电压Vin而产生额定的输出电压Vo以供给负载,当任一电源供应器1故障时,其余正常的电源供应器1可以正常提供电给负载。此种并联操作的优点为提供较高的系统可靠度、高效率运转及元件易单独维修保养等。
[0003] 各电源供应器1内部主要包含一前级电源电路101、一后级电源电路102以及对应的前级控制电路及后级控制电路。该前级电源电路101将输入电压Vin转换为一总线电压V1,通常是以一具有功率因数校正(PFC)功能的交流/直流转换器构成。该后级电源电路102将该总线电压V1转换为输出电压Vo,该后级电源电路通常为一直流/直流转换器构成。
[0004] 为确保各电源供应器1彼此之间可适当地协调运作,在后级控制电路方面会负责进行均流操作,确保各电源供应器1输出均等电流。但目前各电源供应器的电路设计仅能执行单一种控制模式,例如采用主动式均流控制(active current sharing control),其常用技巧有自动主仆式均流控制(automatic master current sharing control)及平均均流控制(average current sharing control)等控制模式,上述控制电路的硬件架构只适用所采用的控制模式。若要改变不同的控制方式,必须重新规划设计电路架构。
[0005] 除此之外,当负载转为轻载状态时,若仍旧持续以均流控制方法令各台电源供应器1均提供平均的电流,不仅各电源供应器的供电效率降低,整个系统的供电运转效率亦会变差,总体的功率损失偏高。

发明内容

[0006] 鉴于既有并联式电源供应器系统的直流/直流转换器,其控制电路仅能提供单一种控制模式,本发明的主要目的是提供一种多模式电流调度装置,其可根据负载状态、输入电源种类及状态、运转效率及系统可靠度等其它考量因素,启用相对应的电路结构来选择合适的控制模式。
[0007] 本发明的多模式电流调度装置用于控制一电源供应器的直流/直流转换器,该多模式电流调度装置包含:
[0008] 一开关,设置在该直流/直流转换器的输出端,其中该直流/直流转换器的输出电压于未通过该开关之前定义为一开关前端输出电压,通过该开关之后定义为一开关后端输出电压;
[0009] 一反馈电路,连接在该直流/直流转换器的输出端与输入端之间,该反馈电路包含一内部反馈电路及一外部反馈电路以分别调整其内外反馈电压的权重,其内部反馈电路包含串联的一第一电阻及一第二电阻,外部反馈电路由一远端反馈电阻及一第三电阻构成,用以补偿线路阻抗压降,通过内外反馈电路所构成一分压电路进行分压而产生一反馈分压电压,以设定额定输出电压及输出电流对输出电压的垂下特性;
[0010] 一主动均流控制电路,包含一第一二极管、一第一旁流放大器电路、一均流控制器及一均流总线开关,其中:
[0011] 该第一二极管正极连接该远端反馈电阻及该第三电阻之间的节点
[0012] 该第一旁流放大器电路连接于该第一二极管的负极及该均流控制器的输出控制电压之间;
[0013] 该均流控制器经由该均流总线开关与其它并联电源供应器交换输出电流信息,该均流总线开关的另一端用以连接一均流总线;
[0014] 通过该均流控制器的输出控制电压,可调整该第一旁流放大器电路的一第一分流电流;
[0015] 一电流调度旁流电路,包含一第二二极管及一第二旁流放大器电路,其中:
[0016] 该第二二极管的正极连接该远端反馈电阻及该第三电阻间的节点;
[0017] 该第二旁流放大器电路的输出端连接该第二二极管的负极,该第二旁流放大器电路的输入端经由一第一开关接收一控制电压;
[0018] 一垂下均流控制电路,包含一第四电阻及一电压放大器电路;
[0019] 该第四电阻的一端连接该反馈电路的反馈分压节点;
[0020] 该电压放大器电路的输出端连接该第四电阻的另一端,该电压放大器电路的输入端可接收两个电压信号,其中一电压信号为经过串联的一第三开关及一第二开关所接收该控制电压,另一电压信号为由一感测电流经由一控制电路所产生并经过一第四开关所接收的控制电压,藉此在电压放大器电路输出一垂下控制电压。
[0021] 基于前述电路架构,本发明可根据系统工作需求,控制前述第一~第四开关及均流总线开关的开启(ON)/截止(OFF)状态,使电流调度装置操作在一主动均流模式、垂下均流模式或输出电流调度模式,提供复合式电流控制。各开关与电路工作模式的对应关系如下表所示:
[0022]
[0023] 因此,当多个电源供应器并联构成一供电系统时,各电源供应器可根据输入电源的交/直流种类、负载状态等因素,控制不同开关导通/截止以启用合适的工作模式,不再受单一控制电路仅能执行单一种工作模式的限制。附图说明
[0024] 此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解,构成本申请的一部分,并不构成对本发明的限定。在附图中:
[0025] 图1为本发明应用于两交流电源输入的供电系统电路方图。
[0026] 图2为本发明电流调度装置第一实施例的详细电路图。
[0027] 图3为典型电源供应器的输出电压Voai与输出电流Ioi关系图,实线及虚线差为输出线阻压降。
[0028] 图4为电源供应器的供电效率与输出负载电流的关系曲线图。
[0029] 图5为本发明应用于一交/直流电源输入的供电系统电路方块图。
[0030] 图6为本发明应用于三相交流电源输入的供电系统电路方块图。
[0031] 图7为单一电源供应器的输出电压随负载电流的垂下特性曲线图。
[0032] 图8为双电源供应器并联操作的输出电压随负载电流的垂下特性曲线图。
[0033] 图9为本发明电流调度装置第二实施例的详细电路图。
[0034] 图10为本发明电流调度装置第三实施例的详细电路图。
[0035] 图11为本发明电流调度装置第四实施例的详细电路图。
[0036] 图12为现有分散式电源系统的电路方块图。
[0037] 附图标号说明:
[0038] 电源供应器1
[0039] 电流调度装置100
[0040] 前级电源电路101
[0041] 后级电源电路102
[0042] 开关103
[0043] 反馈电路10
[0044] 主动均流控制电路20
[0045] 均流控制器21
[0046] 均流总线开关22
[0047] 第一旁流放大器电路23
[0048] 电流调度旁流电路30
[0049] 第二旁流放大器电路31
[0050] 垂下均流控制电路40
[0051] 电压放大器电路41
[0052] 垂下均流控制器42
[0053] 第一开关A1
[0054] 第二开关A2
[0055] 第三开关A3
[0056] 第四开关A4
[0057] 输入电压AC1、AC2
[0058] 第一二极管D1
[0059] 第一二极管D2
[0060] 第一电阻R1’
[0061] 第二电阻R2
[0062] 第三电阻R3
[0063] 第四电阻R4
[0064] 远端反馈电阻RS
[0065] 第一调整电阻RS1
[0066] 第二调整电阻RS2
[0067] 输出电流Ioi
[0068] 感测电流Isense
[0069] 第一分流电流Iadj1
[0070] 第二分流电流Iadj2
[0071] 总线直流电压Vdc
[0072] 输入电压Vin输出电压Vo
[0073] 开关前端输出电压Vobi
[0074] 开关后端输出电压Voai
[0075] 调整电压Vdr
[0076] 参考电压命令Vref

具体实施方式

[0077] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白,下面结合附图对本发明实施例做进一步详细说明。在此,本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明,但并不作为对本发明的限定。
[0078] 请参考图1所示,多个电源供应器1并联可组成一冗余式的供电系统,各电源供应器1内部至少具有一直流/直流转换器。在一较佳实施例中,各电源供应器1可包含一前级电源电路101一后级电源电路102,该前级电源电路101将输入电压AC1、AC2转换为一总线直流电压Vdc,通常是以一具有功率因数校正(PFC)功能的交流/直流转换器构成,该后级电源电路102将该总线直流电压Vdc转换为输出电压,该后级电源电路102通常为一直流/直流转换器构成。
[0079] 本发明为一种多模式的电流调度装置100,设置于每一电源供应器1内部,控制各电源供应器1内部的后级电源电路102,该后级电源电路102的输出端经由一开关(Oring switch)103连接到并联系统的供电总线,该开关103可由二极管(ORing Diode)或场效应晶体管(ORing MOSFET)构成,该后级电源电路102的输出电压在未通通该开关103之前定义为一开关前端输出电压Vobi,通过该开关103之后定义为一开关后端输出电压Voai。又下标i表示第i个电源供应器100,即Vobi表示第i个电源供应器100本身的开关前端输出电压,以下说明依此原则标注。
[0080] 此开关103的功用为提供单方向电流流向负载,当开关103后端电压Voai高于其前端电压Vobi,则开关103关闭以防止逆流情况发生。当开关103前端电压Vobi高于其后端电压Voai时,开关103的寄生二极管自然导通提供输出电流,接着开关103再导通降低传导损失。
[0081] 请参考图2,本发明的电流调度装置100包含一反馈电路(Feedback circuit)10、一主动均流控制电路20、一电流调度旁流电路30及一垂下均流控制电路40。
[0082] 该反馈电路10连接在后级电源电路102的输出端与输入端之间,根据后级电源电路102本身的开关前端输出电压Vobi与开关后端输出电压Voai合成反馈一控制信号至后级电源电路102本身。该反馈电路10包含一内部反馈电路及一外部反馈电路以分别调整其内外反馈电压的权重。该内部反馈电路包含串联的一第一电阻R1’及一第二电阻R2,两者的串联节点定义为一反馈分压节点,该外部反馈电路由一远端反馈电阻RS及一第三电阻R3构成,用以补偿线路阻抗压降。通过该内、外反馈电路进行分压而产生一反馈分压电压Vf,可用以设定额定输出电压及输出电流对输出电压的垂下特性。
[0083] 为了达到多模式输出电流调度的能力,在该远端反馈电阻RS及该第三电阻R3之间的连接节点,将会加入两个电流调度旁流电路以调整输出电流量。更进一步,在内、外反馈电路的合成节点连接有一第四电阻R4以注入一垂下控制电压Vdr,亦可调整输出电压垂下特性。接下来进一步说明连接在此反馈电路10的其它电路方块。
[0084] 该主动均流控制电路20包含一第一二极管D1、一均流控制器21、一第一旁流放大器电路23及一均流总线开关22;该第一二极管D1的正极通过该第三电阻R3连接该分压电路的分压节点,负极通过该第一旁流放大器电路23连接到该均流控制器21的输出控制电压VS1。该均流控制器21的均流指令接至该均流总线开关22的一端,该均流总线开关22的另一端连接至均流总线(CS BUS)。在此定义通过该第一二极管D1的电流为第一分流电流Iadj1,当均流总线开关22导通时,可允许对均流总线(CS BUS)送出一均流指令或接收其它并联电源供应器的均流指令以调整第一旁流放大器电路23的第一分流电流Iadj1量,以达到各并联电源供应器1均流控制的效果。
[0085] 第一旁流放大器电路23为由一运算放大器、晶体管及第一调整电阻RS1构成。运算放大器的输出接到晶体管基极,反相输入端接至晶体管的发射极,非反相输入端接到该均流控制器21的输出控制电压VS1,晶体管集电极连接至第一二极管D1的负极。第一旁流放大器电路23的功用为可使用该均流控制器21的输出控制电压VS1以直接控制第一分流电流Iadj1的电流量,其关系如下:
[0086] Iadj1=VS1/RS1;
[0087] 该主动均流控制电路20可由编号为UCC39002的均流控制集成电路或其余同等电路构成。
[0088] 该电流调度旁流电路30包含一第二二极管D2及一第二旁流放大器电路31。该第二旁流放大器电路31由一运算放大器、晶体管及一第二调整电阻RS2构成。运算放大器的输出接到晶体管基极,反相输入端接至晶体管的发射极,非反相输入端接到一控制电压VS2,晶体管集电极连接至第二二极管D2的负极。该第二旁流放大器电路31的功用为可根据控制电压VS2直接控制第二分流电流Iadj2电流量,其关系如下:
[0089] Iadj2=VS2/RS2;
[0090] 该远端反馈电阻RS连接在该开关后端输出电压Voai及第一二极管D1的正极之间;该第二二极管D2的正极同时连接该远端反馈电阻RS与第一二极管D1的正极,第二二极管D2负极连接该第二旁流放大器电路31,在此定义通过该第二二极管D2的电流为第二分流电流Iadj2;该第二旁流放大器电路31具有一运算放大器,该运算放大器的非反相输入端通过一第一开关A1接收该控制电压VS2,在一较佳实施例中,该控制电压VS2是由一微处理器输出一PWM信号再经过一低通滤波器处理后的模拟电压信号。系统可依据能源及效2
率需求,通过图1中的通讯界面如IC或PMBus告知微处理器,调整PWM脉波宽度进而调整第二分流电流Iadj2以达到电流调度的目的。
[0091] 该垂下均流控制电路40包含一垂下均流控制器42、第二至第四开关A2、B1、B2及一电压放大器电路41。垂下均流控制电路40产生的垂下控制电压Vdr经由该第四电阻R4注入该反馈电路10,以使输出电压可随输出电流调整下降。该第四电阻R4的一端连接在该反馈分压节点,另一端连接该电压放大器电路41的输出端,而该电压放大器电路41的输入端并接有第三开关B1及第四开关B2。其中第三开关B1通过一第二开关A2连接前述控制电压,第四开关B2的另一端接收来自该垂下均流控制器42所发出的垂下均流控制信号。该垂下均流控制信号基于一感测电流Isense而产生。
[0092] 本发明可根据系统工作需求,控制前述第一至第四开关A1、A2、B1、B2的开/关状态,以使电流调度装置100运作在一主动均流模式、垂下均流模式或输出电流调度模式,提供复合式电流控制。请参考下表,为各开关与电路工作模式的关系表:
[0093]
[0094] A.主动均流模式:
[0095] 当电路运作在主动均流时,可执行一般的主仆式、平均电流均流等现有均流控制方式。该均流控制器21会产生输出控制电压Vs1至第一旁流放大器电路23以调整该第一分流电流Iadj1,其中:
[0096]
[0097] 此时输出电压的稳态工作点可由下式决定:
[0098]
[0099]
[0100] 其中,R1为第一电阻R1’与第四电阻R4的并联值,R1=R1’//R4,此时垂下控制电压Vdr为零,控制电压VS2亦为零。
[0101] 开关后端输出电压Voai可由上述(1)、(2)两式联立求解得出。
[0102] 此外,当该开关22导通时(ON),将(2)代入(1)可得:
[0103]
[0104]
[0105] 其中,
[0106] 用扰动分析此控制模式小信号行为,当Iadj1=Iadj1O+△Iadj1,其中△Iadj1为O一增加增量,则Vobi=Vobi+△Vobi,又参考电压命令Vref不变,上标“O”代表原来工作点。在闭反馈控制下,将上述变化量带入第(3)式并消去其稳定工作点项,可得变动小信号项如下:
[0107]
[0108] 由第(4)式可知,增加第一分流电流Iadj1时,会提高前端输出电压Vobi,而使得输出电流Ioi增加。然而其中第2项的输出电流增加(△Ioi×Rds)也会提高前端输出电压Vobi,可知远端反馈本身具有正反馈特性而可补偿线阻压降,所以后端输出电压Voai随着输出电流Ioi提高而下降的幅度可减缓,如图3所示。又第(4)式中的第1项(△Iadj1×Rs)×(W2/W1)通常提供0~200mV的电压调整余裕,用以改变输出电流Ioi的大小。
[0109] B1.电流调度模式(上调):
[0110] 利用前述的第一分流电流Iadj1配合主动均流式,可使并联的各电源供应器1于稳态时达到均流的效果,而达到高可靠度的供电,但缺点为整体运转效率不高。通常单一个电源供应器1的最高效率是在输出额定供电量的50%时,但在轻载状态时,多个并联的电源供应器组1利用主动均流控制均分了负载电流,供电量会低于50%因而导致供电效率下降,在此情形,可启用上调作用的电流调度模式。
[0111] 启用电流调度模式时,首先关闭该均流总线开关22,令第一分流电流Iadj1=0。再利用一微处理器(MCU)产生一PWM信号,经过低通滤波器后在第一旁流放大器电路31的输入端提供一控制电压VS2,并控制第二分流电流Iadj2,此时Iadj2=Vs2/Rs2。输出电压稳态工作点如前所述,仅将Iadj1改为Iadj2,如下式:
[0112]
[0113]
[0114]
[0115] 根据第(4)’式,当增加Iadj2时,会提高开关前端输出电压Vobi,使输出电流Ioi增加。因此,通过微处理器输出PWM信号,可达到上调输出电压、输出电流的目的。
[0116] B2.电流调度模式(下调):
[0117] 由于调整Iadj1、Iadj2仅能达到上调输出电压的效果。为有效调整输出电流,且维持输出电压在合理调节范围,必要时仍需降低并联架构中的某些电源供应器1的输出电流。本发明可以利用该垂下均流控制电路40达成下调功能。
[0118] 启用电流调度的下调模式时,同样关闭该均流总线开关22,令第一分流电流Iadj1=0。由于第一开关A1截止,无控制电压VS2输入,故第二分流电流Iadj2为零。但微处理器提供的PWM信号经过低通滤波器后,经过导通的第二开关A2、第三开关B1而在垂下均流控制电路40的电压放大器电路41其非反相输入端产生另一电压信号Vs3,令电压放大器电路41的输出端产生一垂下控制电压Vdr。
[0119] 根据图2可知:
[0120]
[0121] 代换Voai可得:
[0122]
[0123] 同样地,用扰动分析此控制模式小信号行为。当垂下控制电压Vdr=VdrO+ΔVdr,其O中ΔVdr代表增加增量,则Vobi=Vobi+ΔVobi,又参考电压命令Vref不变,上标“O”代表原来工作点。闭反馈控制下,将上述变化量带入式(7)并消去其稳定工作点项,可得变动小信号项如下:
[0124] 0=ΔVobi×W1-ΔIoi×Rds×W2+ΔVdr×W3;
[0125]
[0126]
[0127] 由前述第(8)式可知,当垂下控制电压Vdr增加有ΔVdr的增量时,便可降低该开关前端输出电压Vobi,达到下调目的。
[0128] 以图1所示两台电源供应器1并联为例说明,当两台电源供应器1并联满载供电时,两台电源供应器1会均分负载电流,各供应50%电流,此时电源供应器的运转效率最高,通常可达93~94%,如图4所示的工作点A。但当负载变为轻载状态时,例如负载状态在50%时,使用均流控制方法使两台电源供应器1会均分50%的负载电流,也就是各供应25%电流,如图4所示的工作点B,此时两台电源供应器1并联的整体效率反而比单组电源供应器1的运转效率差。
2
[0129] 因此在轻载的状态下,系统可经由来自外部的IC或PMBUS输入至微处理器,告之各电源供应器1需启动电流调度。在合理电压调节范围内,其中第一电源供应器1利用微处理器调整ΔIadj2,使本身的输出电压上升,执行上调模式;第二电源供应器1将会调整ΔVdr,使本身的输出电压下降,执行下调模式,并使该输出电压下调的第二电源供应器1其输出电流为零,而输出电压调高的第一电源供应器1负担全部电流并且在最高效率区运转。而在旁并联等待的第二电源供应器1仅消耗无载损失,以一般500W到900W,额定输出电压为12V的电源供应器,其无载损失约4~5W。以下针对均流控制法及电流调度法两者,比较两者供电效率的差异。
[0130] 假设单一电源供应器1的额定最大输出功率Pout为800W,两台并联供应最大系统负载为1600W。单一电源供应器的效率曲线如图4所示,在50%输出功率时其供电效率为93%,即图中工作位置A。
[0131] 但因为系统经常性负载约为满载的二分之一,即50%,使用均流技术控制时,两台电源供应器1将平均分摊50%的,各供应25%的输出功率(即200W)。此时各电源供应器1的供电效率为91%。所以使用均流控制的总损失为:Ploss1=2×200W×(1-91%)=36W。
[0132] 反观使用前述电流调度法时,第一台电源供应器1单独供应400W,第一台并联等待中,则此时总损失为:Ploss2=400*(1-93%)+5=33W。
[0133] 由此可知,利用电流调度法可节省36-33=3W。更进一步,当主要电源供应器停电或故障关机时,导致其12V总线电压降低,若开关103是以场效应晶体管构成,在旁并联等待的另一电源供应器的开关103的寄生二极管可自然导通承接供电,并触发场效应晶体管(MOSFET)导通,降低传导损失。上述电流调度法确实为系统提供兼顾可靠度与运转效率的折衷控制作法。
[0134] 在实际应用时,系统可根据运效率需求、供电需求及使用寿命等各方面因素,调整两组电源供应器1的输出电流,例如各输出50%(即均流)、分别输出80%及20%、分别输出70%、30%或分别输出100%、0%(即待机状态)。
[0135] 如图1所示的两组电源供应器1是由第一交流电源AC1及第二交流电源AC2分别供电,第一交流电源AC1及第二交流电源AC2可以是同一交流电,或是双回路供电。若第一交流电源AC1的每单位电费比第二交流电源AC2便宜,或是该第一交流电源AC1是利用再生能源发电,则系统可根据最低电费支出,重新分配两电源供应器1彼此间的输出电流比例。
[0136] 如图5所示的另一应用实例,两电源供应器1分别由第一交流电源AC1及一直流电源DC供电,该直流电源DC可以是一电池组或一太阳能板,系统可根据直流电DC的供电量来调度其输出电流量。一般而言,当两组电源供应器1分别提供50%及50%的负载电流时,两电源供应器1的使用寿命约5年左右,就要抽换电源供应器。前述电流调度法可用于延伸产品生命周期,利用前述电流调度技术,由系统控制一电源供应器供应80%负载电流,另一组电源供应器供应20%负载电流。经由可靠度寿命分析,供应80%负载电流的电源供应器在5年后需更换,而供应20%负载的电源供应器则到6至7年才更换。因此相较于两组电源供应器1以均流模式运作各提供50%的负载电流而需同时更换,使用电流调度法的并联电源供应器仅需抽换其中一组电源供应器即可。
[0137] 请参考图6,两组单相电源供应器1可以并联构成一三相电源装置,若两个电源供应器1布局对称,则输入电流平均时,可获得三相平衡运转,即Ia+Ib+Ic=0。若因各电源供应器1本身的元件略有差异又使用均流控制法令输出电流均流,可能使两个电源供应器1的输出功率略有不同,造成输入三相不平衡。三相不平衡可能导致配电电压器饱和及谐波电流变大,此时可用前述电流调度法,利用电源供应器1内部的一交流电压电流检测电路,将检测信息回传给本发明的电流调度装置100,使其调整两个电源供应器1的输出电流量,进而使输入电流保持三相平衡。
[0138] C.垂下均流模式:
[0139] 启用垂下均流模式时,首先关闭该均流总线开关22,令第一分流电流Iadj1=0,由于第一开关A1截止,故控制电压VS2=0,第二分流电流Iadj2=0。此时可根据输出电流、电感电流或一次侧电流滤波后而产生一感测电流Isense,一控制电路根据感测电流Isense产生一控制电压,通过第四开关B2输入至电压放大器电路41,使电压放大器电路41的输出端产生一正比的垂下控制电压Vdr。此时输出电压与垂下控制电压Vdr的关系如前(7)及(8)所示,不同的是此垂下控制电压Vdr是由感测电流Isense直接产生。
[0140] 请参考图7,为输出电压随负载电流变化的垂下特性图。若所设计电源供应器1的*最高输出电压为Voai,max,额定输出电压为Voai,最低输出电压为Voai,min,根据前述第(2)及(7)式可知:
[0141]
[0142]
[0143]
[0144] 则输出电压变动量:△Voai为:
[0145]
[0146] 第(12)式右边第二页的效果远小于第一项,故可忽略不计,成为:
[0147]
[0148] 所以当给定输出电压变动量△Voai时,可依据第(7)式推导求得。
[0149] 除了前述基本的垂下均流模式,本发明亦可同时使用垂下均流模式与输出电流调度模式,其开关设定为:
[0150]
[0151]
[0152] 请参考图8所示,当两电源供应器1并联且皆使用垂下均流模式时,两电源供应器1的输出电压、输出电流曲线可合并表示成背对背的特性曲线,其中特性曲线A、B分别对应第一、第二电源供应器,在一般的垂下均流模式下,两电源供应器可均分负载电流,各自输出相等的电流IO1及IO2。若考量不同能源需求及运转效率,可进一步启用第一电源供应器的第二分流电流Iadj2进行电流调度,使其特性曲线上移为A’,由第一电源供应器提供较多的输出电流给负载,此时第一、第二电源供应器各自的输出电流成为IO11、IO22,第一电源供应器的输出电流IO11提高,第二电源供应器的输出电流IO11降低,惟总输出电流不变,即IO1+IO2=IO11+IO22,输出电压也有所提高,因此,垂下均流模组与电流调度模式可以同时综合运用。
[0153] 请参考图9所示,为本发明电流调度装置第二实施例的详细电路图。在第二实施例中,包含有电流调度旁流电路30及该垂下均流控电路40,该微处理器输出单一PWM控制信号并经由一低通滤波器转换为模拟控制信号,该模拟控制信号经由两开关A1、B1而成为一第一控制电压及一第二控制电压,该第一控制电压及该第二控制电压分别提供给电流调度旁流电路30及该垂下均流控电路40。此第二实施例基本上可达成上调及下调输出电压的功能,其电路动作可参考前述第一实施例,在此不再赘述。
[0154] 请参考图10所示,为本发明电流调度装置第三实施例的详细电路图。本实施例与第二实施例相似,惟微处理器本身输出两个独立的PWM控制信号PWM1、PWM2,该两PWM控制信号PWM1、PWM2分别通过第一滤波器及第二滤波器而分别构成第一控制电压与第二控制电压,输出该第一控制电压与第二控制电压的时间可由微处理器单独决定,故本实施例不须使用开关A1、B1。
[0155] 请参考图11所示,该垂下均流控制电路40进一步包含一垂下均流控制器42,可与该电流调度旁流电路30结合电压调整功能而执行垂下均流控制模式。
[0156] 在上述各实施例中,微处理器本身内建有D/A转换电路,亦可由微处理器直接输出所需模拟式控制电压,而不须利用低通滤波器进行D/A转换。
[0157] 通过本发明的多模式电流调度装置,可根据系统工作需求,控制各开关的开启/截止状态,使多模式电流调度装置操作在一主动均流模式、垂下均流模式或输出电流调度模式,提供复合式电流控制,以维持整体供电系统的供电效率,减少非必要的功率损失。
[0158] 以上所述的具体实施例,对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明,所应理解的是,以上所述仅为本发明的具体实施例而已,并不用于限定本发明的保护范围,凡在本发明的精神和原则之内,所做的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。
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