一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法专利检索- 交流和交流之间交流和直流之间或直流和直流之间以及用于电源或类似的电力系统的变换设备;直流或交流输入功率转变为浪涌功率输出;以及它们的控制或调节专利检索查询-专利查询网

一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法
申请号	CN201710972981.X	申请日	2017-10-18	公开(公告)号	CN107517007A	公开(公告)日	2017-12-26
申请人	西安交通大学;			发明人	卓放; 朱彦霖; 史书怀; 王丰; 李亚妮;
摘要	本发明公开一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，包括一个高频变压器连接两个MMC，每个MMC均包括四个桥臂，每桥臂有n个子模块，每个MMC中一对交叉的桥臂导通的子模块数相同。相比于现有的用于front-to-front结构的调制策略，本发明提出的调制策略在改变装置电压变比时不依赖装置中交流变压器的变比，因此交流变压器可以采用1:1变比的高频变压器。与方波调制策略相比，本发明提出的近方波调制策略在峰值电平之间产生了多个额外的电平，因此对子模块的同步开断要求降低，在子模块投切过程中对子模块开关管的电压应力更小；由于投切频率提高，子模块均压频率随之提升，因此有较好的子模块均压效果。
权利要求	1.一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，其特征在于，包括一个高频变压器连接两个MMC，每个MMC均包括四个桥臂，每桥臂有n个子模块，每个MMC中一对交叉的桥臂导通的子模块数相同。 2.根据权利要求1所述的一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，其特征在于，具体包括以下步骤： 1)根据需要的输出电压等级，计算输入与输出电压的比值，并设定近方波每一周期内的阶梯数目ns和确定每一个阶梯处的电平Ui； 2)根据步骤1)得到的阶梯数目ns，设置触发信号，设近方波周期为T，每阶梯触发信号间隔为Td，近方波峰值电平处触发信号间隔为(T-2nsTd)/2； 3)根据步骤1)得到的每一阶梯的电平Ui设置每一对交叉桥臂需导通的子模块数si和mi； 4)由信号发生器产生触发信号及两个相反的子模块驱动信号1和2，其中，驱动信号1用以投入子模块，驱动信号2用以切除子模块； 5)将驱动信号送入各半桥子模块，按照步骤3)对应数量进行子模块导通，调节控制回路的PI参数，输出。 3.根据权利要求2所述的一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，其特征在于，在步骤5)中，导通步骤3)对应数量子模块的具体方法为：对采集的各子模块电压排序，根据排序结果开通电压较低的模块。 4.根据权利要求2所述的一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，其特征在于，步骤2)中，阶梯数目ns>3。 5.根据权利要求2所述的一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，其特征在于，步骤2)中，每一个阶梯处电平Ui的计算方法：其中Upeak为交流侧峰值电压。 6.根据权利要求2所述的一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，其特征在于，某一时刻，第一对交叉桥臂中电压最小的si个子模块输入驱动波形1，余下的n-si个模块输入驱动波形2，且第二对交叉桥臂中电压最小的mi个模块输入驱动波形1，余下的n-mi个模块输入驱动波形2；或第一对交叉桥臂中电压最小的n-mi个模块输入驱动波形1，余下的mi个模块输入驱动波形2，且第二对交叉桥臂中电压最小的n-si个模块输入驱动波形1，余下的si个模块输入驱动波形2。 7.根据权利要求1所述的一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，其特征在于，两个MMC分别为连接在高频变压器输入端的全桥逆变单元，以及连接在高频变压器输出端的全桥整流单元。 8.根据权利要求1所述的一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，其特征在于，两个MMC的四个桥臂的子模块数相等，且两个MMC均采用相同的控制策略。
说明书全文	一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法技术领域 [0001] 本发明属于高压、大功率直流变换器控制与调制技术领域，特别涉及一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法。背景技术 [0002] 近年来，能源需求不断增长，电网中分布式能源的比例也越来越高，高压直流电网被视为建设大容量输电系统的关键。随着输电距离的增加，高压直流输电在输送容量、能量损耗、建造成本等方面的优势凸显，成为远距离跨区域电能输送的重要手段。自三峡地区电力送出，西电东送等工程后，后续还有数条高压直流输电工程在规划建设。 [0003] 在传统的高压直流输电系统中，2端直流输电仅能实现点对点的直流功率传送，随着经济发展和电网的建设，必然要求电网能够实现多电源供电以及多点受电，实现在不同电压等级直流电网之间的连接。在交流电网中，高、中、低压电网通过许多低频变压器连接。而在直流电网中，不同电压等级的直流电网需要通过高压、大功率直流变换器连接。 [0004] 随着全控型半导体器件(IGBT等)的发展，模块化多电平换流器(MMC)因其模块化、低损耗、谐波特性好和高可靠性的优点在高压直流输电领域得到越来越多的应用。目前，交/直流MMC在柔性直流输电中占主导地位，为应对未来高压直流输电系统带来的挑战，提出了许多新的MMC拓扑结构，目前中高压领域对直流变换器的研究主要基于一种MMC型的front-to-front结构，即使用高频变压器连接两个模块化多电平变流器。与传统交流变压器相比，MMC型高压直流变换器有如下特点：1)可实现不同电压等级的直流电网互联，易于分布式能源接入；2)简化高压直流输电系统的结构，降低系统损耗，减少设备体积；3)变换器可自行闭锁，实现故障隔离。 [0005] 通过检索阅读现有的文献，对于front-to-front结构的直流变换器，存在多种控制与调制方法。在传统MMC应用中，交流侧输出需要被调制为正弦波，因此许多文献研究了采用正弦波调制的MMC型高压直流变换器，以减少变换器高频线路上的谐波，但一二次侧电压变比仍需依赖交流变压器实现。高压直流变换器的应用目标是传输直流电，交流线路只是传输过程的中间环节，所以它并不需要严格的正弦波。因此，学者提出了一种交流侧调制波为方波的调制方法，可以不依赖变压器变比实现直流变压。但由于方波调制需要同时开通或闭锁多个子模块，在子模块投切过程中产程较大的di/dt和dv/dt，开关管在开关瞬间承受的电压应力较大，且对控制器的同步开通与关断能力提出了更高的要求。 [0006] 鉴于以上技术问题，有必要提供一种MMC型高压直流变换器的调制方法，以克服以上缺陷。发明内容 [0007] 本发明提供了一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，采用了不依赖变压器变比的近方波调制策略，调节各桥臂中子模块的通断实现交流侧的近方波波形，降低子模块开关瞬间对开关管的电压应力，并改变电压变比。 [0008] 为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，包括一个高频变压器连接两个MMC，每个MMC均包括四个桥臂，每桥臂有n个子模块，每个MMC中一对交叉的桥臂导通的子模块数相同。 [0009] 具体包括以下步骤： [0010] 1)根据需要的输出电压等级，计算输入与输出电压的比值，并设定近方波每一周期内的阶梯数目ns和确定每一个阶梯处的电平Ui； [0011] 2)根据步骤1)得到的阶梯数目ns，设置触发信号，设近方波周期为T，每阶梯触发信号间隔为Td，近方波峰值电平处触发信号间隔为(T-2nsTd)/2； [0012] 3)根据步骤1)得到的每一阶梯的电平Ui设置每一对交叉桥臂需导通的子模块数si和mi； [0013] 4)由信号发生器产生触发信号及两个相反的子模块驱动信号1和2，其中，驱动信号1用以投入子模块，驱动信号2用以切除子模块； [0014] 5)将驱动信号送入各半桥子模块，按照步骤3)对应数量进行子模块导通，调节控制回路的PI参数，输出。 [0015] 在步骤5)中，导通步骤3)对应数量子模块的具体方法为：对采集的各子模块电压排序，根据排序结果开通电压较低的模块。 [0016] 步骤2)中，阶梯数目ns>3。 [0017] 步骤2)中，每一个阶梯处的电平Ui的计算方法：其中Upeak为交流侧峰值电压。 [0018] 某一时刻，第一对交叉桥臂中电压最小的si个子模块输入驱动波形1，余下的n-si个模块输入驱动波形2，且第二对交叉桥臂中电压最小的mi个模块输入驱动波形1，余下的n-mi个模块输入驱动波形2； [0019] 或第一对交叉桥臂中电压最小的n-mi个模块输入驱动波形1，余下的mi个模块输入驱动波形2，且第二对交叉桥臂中电压最小的n-si个模块输入驱动波形1，余下的si个模块输入驱动波形2。 [0020] 两个MMC分别为连接在高频变压器输入端的全桥逆变单元，以及连接在高频变压器输出端的全桥整流单元。 [0021] 两个MMC的四个桥臂的子模块数相等，且两个MMC均采用相同的控制策略。 [0022] 与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果，相比于现有的用于front-to-front结构的调制策略，本发明提出的调制策略在改变装置电压变比时不依赖装置中交流变压器的变比，因此交流变压器可以采用1:1变比的高频变压器。与方波调制策略相比，本发明提出的近方波调制策略在峰值电平之间产生了多个额外的电平，因此对子模块的同步开断要求降低，在子模块投切过程中对子模块开关管的电压应力更小；由于投切频率提高，子模块均压频率随之提升，因此有较好的子模块均压效果。附图说明 [0023] 图1为front-to-front结构示意图。 [0024] 图2为3/6调制各模块状态示意图。 [0025] 图3近方波调制交流侧波形。 [0026] 图4为各桥臂子模块控制及调制程序流程图，其中图4a为1、4桥臂程序；图4b为2、3桥臂程序。 [0027] 图5为变换器控制方法示意图。 [0028] 图6为系统输入输出仿真波形图。具体实施方式 [0029] 以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。 [0030] 如图1所示，两个MMC的直流侧连接于直流系统，交流侧经高频变压器连接，图中udc1和udc2分别为DC/DC变换器两端的直流电压；uac1和uac2分别为DC/DC变换器内部的交流电压；L1～L4为桥臂电感；Arm1～Arm4为MMC的各桥臂；SM1～SMn为MMC子模块，如子模块放大图所示，每一子模块由T1、T2两个并联反向二极管D1、D2的IGBT串联后并联子模块电容C。 [0031] (一)带变比的近方波调制运行原理 [0032] 带变比的近方波调制指的是在系统运行时，交叉的桥臂分别导通si与mi个模块，使系统交流侧能够产生对应的电平。变换器结构如图1所示，下文以图1中逆变侧(一次侧)为例。 [0033] 在直-交系统中，假设t1时刻，1、4桥臂导通的模块数是si，2、3桥臂导通的模块数是mi。则交流侧 [0034] 上述公式中，Uva和Uvb分别为MMC两个桥臂引出点的电平，mi和si是计算得出的导通子模块数，Udc1是输入侧直流电压，Ui是此时刻的交流侧电平。 [0035] 因此，可通过改变si与mi的值，改变交流侧的输出电平。在近方波达到峰值电平前，每两个电平阶梯触发延迟为Td，峰值电平处触发延迟为(T-2nsTd)/2，设每桥臂8个子模块，交流侧波形如图3所示。整流侧与逆变侧类似，但每桥臂导通模块数可与逆变侧不同。 [0036] (二)模块驱动与均压算法设计 [0037] 由于各个桥臂导通的模块数si、mi与每个桥臂导通的模块总数没有约束关系，因此每个投入或切除间隔都需要计算桥臂导通的模块数并进行均压计算。以每桥臂8个模块为例，假设s＝3，m＝6时，逆变侧各桥臂子模块的开关状态如图2所示。如果在各临界时刻不进行均压计算，有的模块始终处于常开状态，从而导致系统不稳定。因此需要加入电容平衡算法。控制流程图如图4所示。系统采入两种相反的驱动波形，根据每个时刻触发信号的不同，判断此时各桥臂需要导通的模块数si或mi，然后将各模块电压排序，根据排序结果开通电压较小的数个模块。 [0038] (三)控制器设计 [0039] 移相角控制可以通过控制变压器两端的相角差传输功率，由于系统输出为直流，因此只需要考虑有功功率的传输。当功率单向传输且负载固定时，δ与功率、输出电压正相关。因此采用的移相角控制策略如图5所示。确定输出模块数后，一次侧各模块由近方波信号直接驱动。二次侧的驱动信号由一次侧的驱动信号延迟Δt得到，其中Δt为电压反馈计算出的移相角所对应的移相时间。 [0040] 参见图4与图5，本发明能够通过改变近方波峰值电平值，保证在不同输出电压等级时均不依赖变压器变比，同时保证各模块电压均衡。具体步骤如下： [0041] 步骤1，确定输出电压等级，计算输入与输出电压的比值，并确定近方波每一周期内的阶梯数目ns和每一个阶梯处的电平Ui； [0042] 步骤2，根据阶梯数目ns，设置触发信号，设近方波周期为T，每阶梯触发信号间隔为Td，近方波峰值电平处触发信号间隔为(T-2nsTd)/2； [0043] 步骤3，根据每一阶梯的电平Ui设置每一对交叉桥臂需导通的子模块数si和mi； [0044] 步骤4，由信号发生器产生两个相反的子模块驱动信号1和2； [0045] 步骤5，根据图4所示流程图，将驱动信号送入各半桥子模块，导通相应数量的子模块，调节控制回路的PI参数，输出。 [0046] 本发明提出的一种MMC型高压直流变换器的近方波调制方法，采用了不依赖变压器变比的近方波调制策略，调节各桥臂中子模块的通断实现交流侧的近方波波形，降低子模块开关瞬间对开关管的电压应力，并可以灵活调节拓扑中各桥臂模块的通断数改变电压变比。此时交流变压器只有电气隔离的作用，当系统对电气隔离要求不高时，采用该调制策略可以省略交流变压器。仿真结果如附图6所示，系统在0.3s左右可以达到设定电压。

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