一种新型单项功率因数校正变换器 |
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| 申请号 | CN201710406295.6 | 申请日 | 2017-06-02 | 公开(公告)号 | CN107196529A | 公开(公告)日 | 2017-09-22 |
| 申请人 | 杭州中恒电气股份有限公司; | 发明人 | 郭卫农; 朱益波; 韦康; | ||||
| 摘要 | 本 发明 提供了一种新型单项功率因数校正变换器，包括升压电感、自耦 变压器 、隔直电容、第一整流 电路 、第二整流电路、两组双向 开关 、 母线 电容；升压电感的两个后端各与所述 自耦变压器 的一个绕组一一对应连接，升压电感的两个前端连接至交流输入 电网 的一端；所述自耦变压器的后端分别与所述两组双向开关的前端一一对应连接，所述双向开关的后端连接至交流输入电网的一端；所述隔直电容的一端与升压电感和自耦变压器的一个连接点相连，所述隔直电容的另一端与升压电感和自耦变压器的另一连接点相连。本发明解决了交错功率因数校正变换器中由于电路不一致性导致的偏磁 风 险；可以有效减小系统中的差模噪声，还具有自动均衡交错电感 电流 的能 力 。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种新型单项功率因数校正变换器，其特征在于，包括升压电感、自耦变压器、隔直电容、第一整流电路、第二整流电路、两组双向开关、母线电容； |
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| 说明书全文 | 一种新型单项功率因数校正变换器技术领域背景技术[0002] 目前一次电源的前级常用无桥功率因数校正电路，一般的交错并联无桥PFC技术中的升压电感两端承受400V峰值电压，电感纹波电流较大，双向开关管的电流有效值也较大，所以功率密度和转换效率都受到限制。 [0003] 交错功率因数变换器采用耦合电感或自耦变压器后，虽然解决了现有技术转换效率和功率密度较低的问题，但是由于交错功率因数校正电路不可能做到完全对称一致，且控制电路也会有些不一致性，导致功率因数校正变换器存在一定的直流电流偏置，如果不加以解决，磁性元件将存在饱和的风险。 发明内容[0004] 本发明的目的在于提供一种新型单项功率因数校正变换器，解决了目前交错功率因数校正变换器电路中存在的直流偏置电流导致磁性器件饱和的风险，同时达到高功率密度和转换效率的技术要求。为了达到上述目的，本发明是通过以下技术方案来实现的：一种新型单项功率因数校正变换器，其特征在于，包括升压电感、自耦变压器、隔直电容、第一整流电路、第二整流电路、两组双向开关、母线电容；升压电感的绕组后端各与所述自耦变压器的一个绕组一一对应连接，升压电感的绕组前端连接至交流输入电网的一端； 所述自耦变压器的后端分别与所述两组双向开关的前端一一对应连接，所述双向开关的后端连接至交流输入电网的一端；所述隔直电容的一端与升压电感和自耦变压器的其中一个连接点相连，所述隔直电容的另一端与升压电感和自耦变压器的另一连接点相连；所述两组双向开关的前端各与所述第一整流电路的各中间节点相连，所述两组双向开关的后端连接至所述第二整流电路的中间节点；所述第一整流电路包含两组两个同向串联的二极管，且所述中间节点各位于所述两组两个二极管之间，所述第一整流电路的两端分别与母线电容的两端相连；所述第二整流电路包含两个同向串联的二极管，所述中间节点位于所述两个二极管之间，所述第二整流电路的两端分别与母线电容的两端相连。 [0005] 本发明实施例中的功率因数校正变换器，由升压电感、隔直电容、自耦变压器、两组双向开关、组成了三态开关单元电路，三种工作状态如下：两组双向开关同时导通、同时关断、一组导通一组关断。在一个开关周期内，升压电感的纹波频率是开关频率的两倍，这样可以将电感量减少一半，提高功率密度。 [0006] 进一步地，所述升压电感的每个绕组匝数相等。 [0007] 进一步地，所述自耦变压器的每个绕组匝数相等。 [0008] 进一步地，所述升压电感的选择范围包括两个分立电感或一个含两绕组的耦合电感。 [0009] 进一步地，所述双向开关的选择范围包括MOS或晶体三极管。 [0010] 与现有技术相比，本发明所提供的功率因数校正变换器技术方案具有如下优点：由于隔直电容的存在，自耦变压器两个绕组通过隔直电容连接，解决了交错功率因数校正变换器中由于电路不一致性导致的偏磁风险；另一方面，变换器从结构上完全对称，可以有效减小系统中的差模噪声，对改善EMI干扰有很大好处；升压电感采用耦合电感，还具有自动均衡交错电感电流的能力。 附图说明 [0011] 图1是本发明实施例所提供的功率因数校正变换器连接结构示意图。 [0012] 图2是本发明实施例所提供的功率因数校正变换器中三态开关电路的一种方案的结构示意图。 [0013] 图3是本发明实施例所提供的功率因数校正变换器中三态开关电路的一种方案的结构示意图。 具体实施方式[0014] 下面将结合附图及实施例对本发明专利做进一步说明，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。 [0015] 实施例1：如图1所示，本发明实施例所提供的功率因数校正变换器具有隔直电容C1、升压电感L，升压电感L的选择范围包括两个分立电感或一个含两绕组的耦合电感，升压电感L与自耦变压器T1的两个绕组一一对应，其一个连接点连接至隔直电容C1的一端，另一连接点连接至隔直电容C1的另一端。Q1、Q2为一组双向开关，Q3、Q4为另一组双向开关。其中Q1、Q2、Q3、Q4可以是MOSFET或晶体三极管。Q1、Q2的源极连接在一起，Q3、Q4的源极连接在一起。 [0016] 以交流输入正半周为例，以下具体说明三种开关状态下的工作原理。 [0017] 状态一：双向开关的驱动电路相位差180°，当驱动电路的工作占空比大于0.5时，双向开关存在同时导通的情况，此时，自耦变压器T1的两个绕组被两组双向开关短路，交流输入直接对升压电感L充电，电感电流上升。 [0018] 状态二：当两组双向开关处于一组导通、另一组关断的状态时，自耦变压器T1的两个绕组分别通过第一整流电路和第二整流电路与母线的正负端相连，两个绕组流过的电流相等，自耦变压器T1两个绕组压降分别为母线电压的一半。此时，升压电感L、自耦变压器T1与一组双向开关导通相连的绕组与交流输入连接，该绕组上的电流回馈至交流输入；交流输入与升压电感L、自耦变压器T1与另一组双向开关关断相连的绕组，通过第一整流电路、第二整流电路给负载供电，并给母线电容C2充电，升压电感L可能处于充电状态，也可能处于放电状态，这取决于交流输入的瞬时电压值。 [0019] 状态三：当驱动电路的工作占空比小于0.5时，两组双向开关存在同时关断的情况，此时，自耦变压器T1的两个绕组被短路，升压电感L处于放电状态；此时，交流输入分别通过升压电感L和自耦变压器T1两个绕组、第一整流电路和第二整流电路，给负载提供电压，并给母线电容C2充电。 [0020] 自耦变压器T1的两个绕组与升压电感L两个绕组连接点通过隔直电容C1相连，使导致连接点电压漂移的电流在隔直电容C1上积累形成直流电压量，依靠隔直电容C1积累的电压量，调节自耦变压器T1两个绕组的工作电压，使连接点电压漂移量得到抑制，防止自耦变压器T1在上述三种工作状态下发生磁饱和。 [0021] 在交流输入的的负半周中，三态开关电路也有上述三种工作状态，其工作原理与正半周的工作状态相同，只是在三态开关电路中的电流方向相反，电流在各整流电路流经的二极管不同。 [0022] 更进一步，自耦变压器T1两个绕组在工作状态二的情况下，两个绕组各承受母线电压的一半，削弱了噪声源；同时，变换器从结构上完全对称，可以减小差模噪声；实验结果也表明，本发明实施例的EMI噪声大大减小，有利于滤波器的进一步优化设计。 [0023] 更进一步，由于器件本身参数、寄生参数以及在环境变化时的参数不完全一致等原因，会造成每路电感电流的偏差，如果升压电感L为耦合电感时，有助于功率因数校正变换器并联时的均流性能。 [0024] 实施例2：如图2所示，本实施例与实施例1基本相同，其不同点在于：双向开关的实施方式采用了二极管和MOS管组合的形式实现双向开关。 [0025] 实施例3：如图3所示，本实施例与实施例1基本相同，其不同点在于：双向开关的实施方式采用了MOS管图腾柱组合的形式实现双向开关。 [0026] 上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。 |
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