一种新型大功率半桥式输出可调开关电源 |
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| 申请号 | CN201710471739.4 | 申请日 | 2017-06-20 | 公开(公告)号 | CN107124111A | 公开(公告)日 | 2017-09-01 |
| 申请人 | 苏州工业职业技术学院; | 发明人 | 蔡成炜; 陆小波; 刘昊; 王强; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种新型大功率半桥式输出可调 开关 电源，包括AC‑DC电源 电路 、半桥式 开关电源 主电路、输出调压限流电路和 电压 过高和 温度 过高保护电路，AC‑DC电源电路、输出调压限流电路和电压过高和温度过高保护电路分别与半桥式开关电源主电路电连接；AC‑DC电源电路采用隔离反激式电源，用于为半桥式开关电源主电路提供±12V的直流电压；半桥式开关电源电路用于完成主功率电源AC‑DC的转换；输出调压限流电路用于调节半桥式开关电源主电路的输出 电流 / 输出电压 ；电压过高和温度过高保护电路用于在电压过高或温度过高时关断开关电源来保护开关电源。本发明提供的开关电源的输出电压和输出电流连续线性可调，且效率高。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种新型大功率半桥式输出可调开关电源，其特征在于：包括AC-DC电源电路、半桥式开关电源主电路、输出调压限流电路和电压过高和温度过高保护电路，所述AC-DC电源电路、输出调压限流电路和电压过高和温度过高保护电路分别与所述半桥式开关电源主电路电连接；所述AC-DC电源电路采用隔离反激式电源，用于为所述半桥式开关电源主电路提供±12V的直流电压；所述半桥式开关电源电路用于完成主功率电源AC-DC的转换；所述输出调压限流电路用于调节所述半桥式开关电源主电路的输出电流或输出电压；所述电压过高和温度过高保护电路用于在电压过高或温度过高时关断开关电源来保护所述半桥式开关电源主电路。 |
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| 说明书全文 | 一种新型大功率半桥式输出可调开关电源技术领域背景技术[0002] 随着电子技术的发展，电子设备在人们的生活和生产中的地位也越来越重要，许多的电子设备对所需的电源也提出了更高的要求。而这其中相当多的电子设备不能直接使用电网提供的交流电源，而是需要稳定的直流电源，因此对直流电源的性能、体积、重量等的要求也不断提高，传统的大功率开关电源，由于是固定输出，即使可调也是微调，难以适应现代电子产品的要求。 发明内容[0004] 本发明采用的技术方案是： [0005] 一种新型大功率半桥式输出可调开关电源，包括AC-DC电源电路、半桥式开关电源主电路、输出调压限流电路和电压过高和温度过高保护电路，所述AC-DC电源电路、输出调压限流电路和电压过高和温度过高保护电路分别与所述半桥式开关电源主电路电连接；所述AC-DC电源电路采用隔离反激式电源，用于为所述半桥式开关电源主电路提供±12V的直流电压；所述半桥式开关电源电路用于完成主功率电源AC-DC的转换；所述输出调压限流电路用于调节所述半桥式开关电源主电路的输出电流或输出电压；所述电压过高和温度过高保护电路用于在电压过高或温度过高时关断开关电源来保护所述半桥式开关电源主电路。 [0006] 较佳的，所述半桥式开关电源主电路包括TL494芯片、隔离驱动变压器、半桥式开关电源高压输入端基本电路、高频大功率变压器、第二N沟道MOS管、和电流采样电阻，所述TL494芯片通过双脉冲宽度调制电路和H桥电路与所述隔离驱动变压器电连接，所述隔离驱动变压器通过驱动MOS管与所述半桥式开关电源高压输入端基本电路电连接并通过驱动MOS管驱动所述高频大功率变压器，所述高频大功率变压器的副边线圈通过快恢复二极管与所述第二N沟通MOS管的漏极电连接，所述第二N沟道MOS管的源极连接所述电流采样电阻至整个电源的输出正端子，所述第二N沟道MOS管的栅极连接所述输出调压限流电路。 [0007] 较佳的，所述TL494芯片的13-15脚的公共端连接第22电阻至所述TL494芯片的2脚，所述TL494芯片的2脚连接第30电阻至整个电源的输出正端子，所述TL494芯片的1脚连接第15稳压二极管的阴极，第15稳压二极管的阳极连接整个电源的输出正端子，所述TL494芯片的1脚依次连接第24电阻、第23电阻和第二N沟道MOS管的漏极，第31电阻与第15稳压二极管并联连接，第23电容与第23电阻并联连接。 [0008] 较佳的，所述输出调压限流电路包括电压调节电位器、第一运放电路、第四运放电路和第三运放电路，所述电压调节电位器给所述第一运放电路负压信号时，所述第一运放电路通过比例积分电路控制所述第二N沟道MOS管的导通，使得整个电源的输出电压增大；所述电压调节电位器给所述第四运放电路正压信号时，所述第四运放电路通过比例积分电路控制所述第二N沟道MOS管的断开，以达到限流或者恒流的效果；所述第三运放电路分别与所述第四运放电路和所述电压调节电位器连接，所述第三运放电路用于连接LED以显示整个电源处于恒压状态/恒流状态。 [0009] 较佳的，所述半桥式开关电源高压输入端基本电路包括第一整流桥，所述隔离驱动变压器的副边线圈的6脚连接第一N沟道MOS管的栅极，所述隔离驱动变压器的副边线圈的7脚连接第三N沟道MOS管的栅极，第三N沟道MOS管的源极接地，第三N沟道MOS管的漏极分别连接第一N沟道MOS管的源极、所述高频大功率变压器的原边线圈的1-2脚和所述隔离驱动变压器的副边线圈的5脚，第一N沟道MOS管的漏极连接所述第一整流桥的输出电压正端，所述第一整流桥的输出电压负端接地。 [0010] 较佳的，第五电容的一端分别连接所述高频大功率变压器的圆边线圈的3-4脚和第12电容的一端，第五与电容的另一端分别连接第一电容的一端和第二电容的一端，第12电容的另一端连接第13电阻至所述高频大功率变压器的原边线圈的1-2脚，所述第一电容的另一端连接所述第一整流桥的输出电压正端，所述第二电容的另一端连接所述第一整流桥的输出电压负端，并且第一电容的电容值与第二电容的电容值相等。 [0011] 较佳的，第三电阻与第一电容并联连接，第四电阻与第二电容并联连接，并且第三电阻的阻值与第四电阻的阻值相等。 [0012] 较佳的，所述电压过高和温度过高保护电路包括温度传感器和第二运放电路，所述温度传感器和所述第二运放电路分别与所述TL494芯片的4脚连接；所述第二运放电路用作比较器，当输出电压过高时，则触发所述TL494芯片的4脚进行关断；当温度过高时，所述温度传感器导通，使得所述TL494芯片的4脚为高电平，进而关断开关电源。 [0013] 较佳的，所述AC-DC电源电路包括第二整流桥、DK112芯片、第二变压器和光耦合器，交流220V市电输入，经过所述第二整流桥后，得到直流非隔离电压，通过所述DK112芯片内部集成的MOSFET的开启，使所述第二变压器的原边线圈不断的储能，当所述DK112芯片内部的MOSFET关断后，通过变压器的副边线圈将储存的能量释放，进而通过所述光耦合器反馈到所述DK112芯片的3脚，不断调整所述DK112芯片方波脉宽，使得副边线圈的电压经过整流二极管整流后得到﹢12V直流电压，副边线圈的另一匝线圈通过12V稳压管得到﹣12V电压。 [0014] 与现有技术相比，本发明的有益技术效果在于： [0015] 输出电压0-60V可调，输出电流0-5a可调，且效率高于60％； [0016] 输出CC/CV恒压恒流自动切换，电压电流值连续线性调节； [0017] 具有过压保护、过流保护、过温保护、过载保护功能且工作状态可长时间短路。 [0019] 图1为本发明的系统设计框图； [0020] 图2为本发明的AC-DC电源电路； [0021] 图3为本发明的半桥式开关电源主电路； [0022] 图4为本发明的输出调压限流电路； [0023] 图5为本发明的电压过高和温度过高保护电路； [0024] 图6为本发明的一种新型大功率半桥式输出可调开关电源的电路图。 具体实施方式[0025] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。 [0026] 综合参看图1-6，一种新型大功率半桥式输出可调开关电源，包括AC-DC电源电路、半桥式开关电源主电路、输出调压限流电路和电压过高和温度过高保护电路，AC-DC电源电路、输出调压限流电路和电压过高和温度过高保护电路分别与半桥式开关电源主电路电连接；AC-DC电源电路采用隔离反激式电源，用于为半桥式开关电源主电路提供±12V的直流电压；半桥式开关电源电路用于完成主功率电源AC-DC的转换；输出调压限流电路用于调节半桥式开关电源主电路的输出电流或输出电压；电压过高和温度过高保护电路用于在电压过高或温度过高时关断开关电源来保护半桥式开关电源主电路。 [0027] 参看图2，AC-DC电源电路包括第二整流桥BD2、DK112芯片、第二变压器T2和光耦合器U2，交流220V市电输入，经过第二整流桥BD2后，得到接近300V的直流非隔离电压，通过DK112芯片内部集成的MOSFET的开启，使第二变压器T2的原边线圈不断的储能，当DK112芯片内部的MOSFET关断后，通过变压器T2的副边线圈将储存的能量释放，以第10稳压二极管D10和光耦输入端外加第18电阻R18串联通过光耦反馈到DK112芯片的3脚，不断调整DK112芯片方波脉宽，使得副边线圈的电压经过整流二极管整流后得到﹢12V左右直流电压，副边线圈的另一匝线圈通过12V稳压管D17得到﹣12V电压。 [0028] 参看图1、3和6，半桥式开关电源主电路包括TL494芯片、隔离驱动变压器T1、半桥式开关电源高压输入端基本电路、高频大功率变压器T3、第二N沟道MOS管Q2、和电流采样电阻RJ1，TL494芯片通过双脉冲宽度调制电路和H桥电路与隔离驱动变压器T1电连接，隔离驱动变压器T1通过驱动MOS管(第一N沟道MOS管Q1和第三N沟道MOS管Q3)与半桥式开关电源高压输入端基本电路电连接并通过驱动MOS管驱动高频大功率变压器T3，高频大功率变压器T3的副边线圈通过快恢复二极管D1(数量为两个，型号为STTH1602C)与第二N沟通MOS管Q2的漏极G电连接，第二N沟道MOS管Q2的源极连接电流采样电阻至整个电源的输出正端子，第二N沟道MOS管Q2的栅极D连接输出调压限流电路。 [0029] TL494芯片的13-15脚的公共端连接第22电阻R22至TL494芯片的2脚，TL494芯片的2脚连接第30电阻R30至整个电源的输出正端子GNDI，TL494芯片的1脚连接第15稳压二极管D15的阴极，第15稳压二极管D15的阳极连接整个电源的输出正端子GNDI，TL494芯片的1脚依次连接第24电阻R24、第23电阻R23和第二N沟道MOS管Q2的漏极G，第31电阻R31与第15稳压二极管D15并联连接，第23电容C23与第23电阻R23并联连接。 [0030] 半桥式开关电源高压输入端基本电路包括第一整流桥BD1，隔离驱动变压器T1的副边线圈的6脚连接第一N沟道MOS管Q1的栅极D，隔离驱动变压器T1的副边线圈的7脚连接第三N沟道MOS管Q3的栅极D，第三N沟道MOS管Q3的源极接地，第三N沟道MOS管Q3的漏极G分别连接第一N沟道MOS管Q1的源极、高频大功率变压器T3的原边线圈的1-2脚和隔离驱动变压器T1的副边线圈的5脚，第一N沟道MOS管Q1的漏极G连接第一整流桥BD1的输出电压正端V+，第一整流桥BD1的输出电压负端V﹣接地G。第五电容C5的一端分别连接高频大功率变压器T3的原边线圈的3-4脚和第12电容C12的一端，第五电容C5的另一端分别连接第一电容C1的一端和第二电容C2的一端，第12电容C12的另一端连接第13电阻R13至高频大功率变压器T3的原边线圈的1-2脚，第一电容C1的另一端连接第一整流桥BD1的输出电压正端V+，第二电容C2的另一端连接第一整流桥BD1的输出电压负端V﹣，并且第一电容C1的电容值与第二电容C2的电容值相等。第三电阻R3与第一电容C1并联连接，第四电阻R4与第二电容C2并联连接，并且第三电阻R3的阻值与第四电阻R4的阻值相等。 [0031] 参看图3，半桥式开关电源主电路主要完成主功率电源AC-DC的转换，TL494芯片为控制中心，电路从拓扑上解决第一N沟道MOS管Q1、第二N沟道MOS管Q2在某一时刻同时导通的现象问题，采用交叉耦合封闭电路(T1线圈1)，使其中一个N沟道MOS管导通时，另一个N沟道MOS管驱动在封闭状态，直到前一个N沟道MOS管关断，封闭才取消，后一个N沟道MOS管才有导通的可能。这种自动封锁对存储时间、参数分布有自动适应的优点，而且对占空比可以满度使用，即使在驱动电路损坏的情况也不会烧坏两个N沟道MOS管(两个N沟道MOS管均处于截止状态)。当第一N沟道MOS管Q1开通，第三N沟道MOS管Q3关断时，此时高频大功率变压器T3两端所加的电压为母线电压的一半，同时能量由原边线圈向副边线圈传递；当第一N沟道MOS管Q1关断，第三N沟道MOS管Q3关断时，此时高频大功率变压器T3的副边线圈的两个绕组由于两个快恢复二极管D1同时续流而处于短路状态，原边线圈的绕组也相当于短路状态；当第一N沟道MOS管Q1关断，第三N沟道MOS管Q3开通时，此时高频大功率变压器T3也基本上是母线电压的一半，同时能量由原边线圈向副边线圈传递，副边线圈的两个快恢复二极管D1完成换流。 [0032] 由于第一电容C1、第二电容C2连接点的电位随着第一N沟道MOS管Q1、第三N沟道MOS管Q3导通情况浮动，所以能够自动的平衡每个晶体管开关的伏秒值。当浮动不满足要求时，假设第一N沟道MOS管Q1、第三N沟道MOS管Q3具有不同的开关特性，即在相同的基极脉冲宽度t＝t1下，第一N沟道MOS管Q1关断较慢，第三N沟道MOS管Q3较快，则对两个电容(C1和C2)连接点的电压就会有影响，就会有不平衡伏秒值，原因就是第一N沟道MOS管Q1关断延迟。如果用这种不平衡的波形驱动变压器，将会产生偏磁现象，致使磁芯饱和并产生过大的晶体管集电极电流，从而降低了变换器的效率，使晶体管失控，甚至烧毁。所以电路在高频大功率变压器T3的原边线圈中加一个串联的第五电容C5，则与不平衡的伏秒值成正比的直流偏压将被次电容滤掉，这样在晶体管导通期间，就会平衡电压的伏秒值，达到消除偏磁的目的。 [0033] 从电路结构上看，选用桥臂上的第一电容C1和第二电容C2时需要考虑电容的均压问题，使两个电容的电容值相等，那么当其中一个开关管(N沟道MOS管)导通时，绕组上的电压只有电源电压的一半，达到均压效果，而且还在第一电容C1和第二电容C2的两端分别并联第三电阻R3和第四电阻R4，并且两个电阻的阻值相等，第一电容C1和第二电容C2的作用就是用来自动平衡每个开关管的伏秒值，而第五电容的作用是滤去影响伏秒平衡的直流分量。输出是TL494芯片通过自身的反馈调节使得第二N沟道MOS管Q2上的电压与电流采样电阻RJ1上的电压之和U恒定，具体的等式关系为：U*R31/(R23+R24+R31)＝5V*R22/(R22+R30)，这是一个反馈调节的等式，5V为TL494芯片的内部输出参考电压，实际计算下来U取4.3V，若该电压取值过高，则第二N沟道MOS管Q2发热会很严重，过低会影响电路的正常工作，因为开关电源直接不可以输出电压太低，这样设计还有一个好处，就是当输出大电流时，电流采样电阻RJ1的电压会比较高，从而第二N沟道MOS管Q2上面的电压相对较低，从而可以从一定的程度上防止第二N沟道MOS管Q2在大电流时过热。 [0034] 参看图1、4和6，输出调压限流电路包括电压调节电位器、第一运放电路、第四运放电路和第三运放电路，电压调节电位器给第一运放电路负压信号时，第一运放电路通过比例积分电路控制第二N沟道MOS管Q2的导通，使得整个电源的输出电压增大；电压调节电位器给第四运放电路正压信号时，第四运放电路通过比例积分电路控制第二N沟道MOS管Q2的断开，以达到限流或者恒流的效果；第三运放电路分别与第四运放电路和电压调节电位器连接，第三运放电路用于连接LED以显示整个电源处于恒压状态/恒流状态。 [0035] 参看图4，图中GNDI是接整个电源的输出正端子，GND则接整个电源的负端子，接口CN5的1脚是接LED显示恒压/恒流模式，2-4脚接电压调节电位器用于调节输出电流，5-7脚是接电压调节电位器用于调节输出电压，第一运放电路(包括运算放大器U6A，由电压控制)通过比例积分电路控制第二N沟道MOS管Q2的导通，当电压调节电位器给运算放大器U6A的2脚负压信号时，运算放大器U6A输出高电平控制第二N沟道MOS管Q2的导通，第二N沟道MOS管Q2的导通必然打破TL494芯片建立起来的平衡(相当于负载加重)，使得整个系统输出电压增大；当运算放大器U6A的2脚负压升高时，运算放大器U6A输出低电平，第二N沟道MOS管Q2边上的阻值为10k的第八电阻R8将第二N沟道MOS管Q2的栅极电压拉低，促使第二N沟道MOS管Q2断开。第四运放电路(包括运算放大器U6D，由电流控制)通过比例积分电路控制第二N沟道MOS管Q2的断开，当电压调节电位器给运算放大器U6D的12脚正压信号时，运算放大器U6D输出低电平控制第二N沟道MOS管Q2断开以达到限流或者恒流的效果，当然如果电压调节在0V就不存在电流问题，因为第二N沟道MOS管Q2一直是断开状态。第二N沟道MOS管Q2边上的第二稳压二极管D2为11V稳压管，用来防止第二N沟道MOS管Q2的栅极电压过高。第三运放电路是通过限流信号与一参考电压进行比较从而输出信号，当有限流信号就输出高电平，无限流信号则输出低电平。 [0036] 参看图5和6，电压过高和温度过高保护电路以运算放大器U6B做比较器进行比较，当输出电压过高则触发开关电源控制芯片TL494的4脚进行关断；温度传感器CN2也是同样道理，当温度过高时，温度传感器CN2导通，使得开关电源控制芯片TL494的4脚为高电平，进而开关电源关断来保护。 [0037] 本发明的工作原理如下： [0038] 一种新型大功率半桥式输出可调开关电源是一个以半桥为拓扑结构的AC-DC电路，TL494为开关电源的主控制芯片，该芯片通过内部参考电压和比较器使得开关电源在输出MOS管上稳压，再而通过运放控制输出MOS管的通断来改变稳压的平衡以达到输出电压/电流可调的目的。 [0039] 以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。 |
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