电力变换装置专利检索- 交流和交流之间交流和直流之间或直流和直流之间以及用于电源或类似的电力系统的变换设备;直流或交流输入功率转变为浪涌功率输出;以及它们的控制或调节专利检索查询-专利查询网

电力变换装置
申请号	CN201380055374.7	申请日	2013-08-22	公开(公告)号	CN104737433B	公开(公告)日	2017-10-13
申请人	三菱电机株式会社;			发明人	加藤将; 山崎尚德; 冈田万基; 山下良范;
摘要	具有控制三电平电力变换电路 (1)的控制部(9)，控制部(9)根据预先设定的一定期间内的3个电位的时间比率和来自检测从三电平电力变换电路(1)输出的电流的电流检测部(7)的电流值，对通态电压误差进行运算，用校正该通态电压误差的电压校正量来校正电压指令值，根据该校正后的电压指令值，对三电平电力变换电路(1)的半导体开关元件进行接通/断开控制。
权利要求	1.一种电力变换装置，具有：三电平电力变换电路，具有多个半导体开关元件和多个续流二极管，将直流电压变换为具有正电压和负电压及零电压这3个电位的电压；电流检测部，检测对具有所述三电平电力变换电路的3个电位的端子输入输出的电流值；电压检测部，检测所述直流电压；以及控制部，根据电压指令值，对所述三电平电力变换电路的半导体开关元件进行接通/断开控制，该电力变换装置的特征在于，在所述三电平电力变换电路中，针对每一相串联连接了4个所述半导体开关元件，所述三电平电力变换电路在各相中具有第1二极管和第2二极管，该第1二极管连接于在上位的电位侧连接的2个所述半导体开关元件的连接点和中性点之间，该第2二极管连接于在下位的电位侧连接的2个所述半导体开关元件的连接点和所述中性点之间，所述控制部根据预先设定的一定期间内的所述3个电位的时间比率和来自所述电流检测部的电流值，对伴随在所述半导体开关元件和所述第1二极管中流过电流时的包括所述第1二极管中的通态压降的通态压降而产生的通态电压误差或伴随在所述半导体开关元件和所述第2二极管中流过电流时的包括所述第2二极管中的通态压降的通态压降而产生的通态电压误差进行运算，用校正所述通态电压误差的电压校正量来校正所述电压指令值，根据校正后的所述电压指令值，对所述三电平电力变换电路的半导体开关元件进行接通/断开控制。 2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述控制部以在所述三电平电力变换电路的输出电压的半周期内，经由零电压正负交替地输出电压脉冲的方式，进行脉冲宽度调制控制，同时根据所述电压指令值与所述直流电压的比值、以及使载波波形向正负偏移的偏移量与载波波形的振幅的比率，对所述3个电位的时间比率进行运算。 3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述控制部以在所述三电平电力变换电路的输出电压的半周期内，输出单一极性的电压脉冲的方式，进行脉冲宽度调制控制，同时根据所述电压指令值和所述直流电压的比值，导出所述3个电位的时间比率。 4.根据权利要求2或者3所述的电力变换装置，其特征在于，所述预先设定的一定期间是指，进行所述脉冲宽度调制控制时的载波波形的至少半周期以上的期间。 5.一种电力变换装置，具有：三电平电力变换电路，具有多个半导体开关元件和多个续流二极管，将直流电压变换为具有正电压和负电压及零电压这3个电位的电压；电流检测部，检测对具有所述三电平电力变换电路的3个电位的端子输入输出的电流值；电压检测部，检测所述直流电压；以及控制部，根据电压指令值，对所述三电平电力变换电路的半导体开关元件进行接通/断开控制，该电力变换装置的特征在于，在所述三电平电力变换电路中，针对每一相串联连接了4个所述半导体开关元件，所述三电平电力变换电路在各相中具有第1二极管和第2二极管，该第1二极管连接于在上位的电位侧连接的2个所述半导体开关元件的连接点和中性点之间，该第2二极管连接于在下位的电位侧连接的2个所述半导体开关元件的连接点和所述中性点之间，所述控制部根据所述电压指令值与所述直流电压的比值和来自所述电流检测部的电流值，对伴随在所述半导体开关元件和所述第1二极管中流过电流时的包括所述第1二极管中的通态压降的通态压降而产生的通态电压误差或伴随在所述半导体开关元件和所述第2二极管中流过电流时的包括所述第2二极管中的通态压降的通态压降而产生的通态电压误差进行运算，用校正所述通态电压误差的电压校正量来校正所述电压指令值，根据校正后的所述电压指令值，对所述三电平电力变换电路的半导体开关元件进行接通/断开控制。 6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，所述控制部根据所述三电平电力变换电路的动作状态，切换脉冲宽度调制控制方式，但不切换所述通态电压误差的运算方法而对通态电压误差进行运算。
说明书全文	电力变换装置技术领域 [0001] 本发明涉及将直流电力变换为交流电力、反过来将交流电力变换为直流电力的电力变换装置，特别涉及应用了三电平电力变换电路的电力变换装置。背景技术 [0002] 以往，已知具备具有多个半导体开关元件的逆变器电路、和控制这些半导体开关元件的驱动的开关控制部的电力变换装置。这样的电力变换装置广泛应用于需要控制例如马达的转速、转矩的家电机器、工业机器等。 [0003] 另外，为了使这些马达高效地运转，期望实施根据马达的速度·转子位置来控制电压·电流的所谓矢量控制。在实施该矢量控制时，对于马达的速度·转子位置的检测，通过设置规定的传感器而能够检测，但导致电力变换装置的成本上升。 [0004] 因此，广泛应用不通过传感器来检测马达的速度·转子位置而进行马达控制的所谓无传感器矢量控制。在该无传感器矢量控制中，进行根据对马达施加的电压和在马达中流过的电流来推侧马达的速度·转子位置。另外，在一般的电力变换装置中，使用电压指令作为此时对马达施加的电压。 [0005] 但是，在上述电力变换装置中，一般地，相对半导体开关元件，逆并联地连接了续流二极管。由于在这些半导体开关元件、续流二极管中流过电流时的通态(ON)压降，实际的对马达施加的电压相对于上述电压指令产生误差。其结果是，在输出电流、转矩中产生失真。而且，由于这样实际的对马达施加的电压相对于电压指令产生误差，所以还导致无传感器矢量控制的不稳定等。 [0006] 相对于此，考虑例如如下述专利文献1那样的方法：考虑在半导体开关元件、续流二极管中流过电流时的通态压降，来校正电压指令。 [0007] 现有技术文献 [0008] 专利文献 [0009] 专利文献1：日本特开2010－154726号公报发明内容 [0010] 发明所要解决的技术问题 [0011] 但是，专利文献1记载的以往技术是针对二电平逆变器的电压指令的校正方法，没有进行适用于三电平逆变器时的详细记述。 [0012] 二电平逆变器是如上述专利文献1记载的那样，将两个电压电平选择性地导出到逆变器的输出端子来控制输出电压的结构，逆变器的主电路具备6个开关元件，在对这些各开关元件进行PWM调制控制(以下称为PWM控制)时使用的载波也是单一的。 [0013] 相对于此，三电平逆变器将直流电源电压通过串联连接的电容器分压为两个直流电压，形成正(高电位)、零(中间电位)、负(低电位)这3个电压电平(电位)，通过构成逆变器的主电路的开关元件的接通·断开动作，将这3个电压电平选择性地导出到逆变器输出端子来控制输出电压。在该情况下，三电平逆变器的主电路具备12个开关元件，在对这些各开关元件进行PWM控制时使用的载波也是两个。 [0014] 像这样，在二电平逆变器和三电平逆变器中，不仅主电路结构不同，而且输出电压也不同，进而在PWM控制时使用的载波的数量也不同。因此，在考虑在半导体开关元件、续流二极管中流过电流时的通态压降来校正电压指令的情况下，难以将专利文献1记载那样的针对二电平逆变器的技术直接地应用于三电平逆变器。 [0015] 本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于提供一种在应用了生成三电平的电压的三电平电力变换电路的电力变换装置中，能够正确地补偿在半导体开关元件、续流二极管中流过电流时的通态压降的电力变换装置。 [0016] 解决技术问题的技术方案 [0017] 本发明的第1电力变换装置具有：三电平电力变换电路，具有多个半导体开关元件和多个续流二极管，将直流电压变换为具有正电压和负电压及零电压这3个电位的电压；电流检测部，检测对具有所述三电平电力变换电路的3个电位的端子输入输出的电流值；电压检测部，检测所述直流电压；以及控制部，根据电压指令值，对所述三电平电力变换电路的半导体开关元件进行接通/断开控制，该第1电力变换装置的特征在于，所述控制部根据预先设定的一定期间内的所述3个电位的时间比率和来自所述电流检测部的电流值，对伴随在所述半导体开关元件和所述二极管中流过电流时的通态压降而产生的通态电压误差进行运算，用校正所述通态电压误差的电压校正量来校正所述电压指令值，根据校正后的所述电压指令值，对所述三电平电力变换电路的半导体开关元件进行接通/断开控制。 [0018] 本发明的第2电力变换装置具有：三电平电力变换电路，具有多个半导体开关元件和多个续流二极管，将直流电压变换为具有正电压和负电压及零电压这3个电位的电压；电流检测部，检测对具有所述三电平电力变换电路的3个电位的端子输入输出的电流值；电压检测部，检测所述直流电压；以及控制部，根据电压指令值，对所述三电平电力变换电路的半导体开关元件进行接通/断开控制，该第2电力变换装置的特征在于，所述控制部根据所述电压指令值与所述直流电压的比值和来自所述电流检测部的电流值，对伴随在所述半导体开关元件和所述二极管中流过电流时的通态压降而产生的通态电压误差进行运算，用校正所述通态电压误差的电压校正量来校正所述电压指令值，根据校正后的所述电压指令值，对所述三电平电力变换电路的半导体开关元件进行接通/断开控制。 [0019] 发明效果 [0020] 本发明的第1电力变换装置如上所述构成，所以能够补偿通态压降，不会由于基于电压误差而在输出电流、转矩中产生失真，进而，能够针对电压指令无误差地输出电压，所以能够提高无传感器矢量控制的稳定性。 [0021] 本发明的第2电力变换装置如上所述构成，所以能够补偿通态压降，不会由于电压误差而在输出电流、转矩中产生失真，进而，能够针对电压指令无误差地输出电压，所以能够提高无传感器矢量控制的稳定性。附图说明 [0022] 图1是本发明的实施方式1中的电力变换装置的结构图。 [0023] 图2是本发明的实施方式1中的电力变换装置的结构图。 [0024] 图3是示出通过双极性调制对构成该电力变换装置的三电平电力变换电路的半导体开关元件进行PWM控制时的一个例子的说明图。 [0025] 图4是该电力变换装置的三电平电力变换电路中的通态压降所致的通态电压误差的发生原理的说明图。 [0026] 图5是该电力变换装置的三电平电力变换电路中的通态压降所致的通态电压误差的发生原理的说明图。 [0027] 图6是校正该电力变换装置的三电平电力变换电路中的通态压降的原理的说明图。 [0028] 图7是校正该电力变换装置的三电平电力变换电路中的通态压降的原理的说明图。 [0029] 图8是在双极性调制时校正通态压降时的相电压的Duty(保持时间)计算的说明图。 [0030] 图9是构成控制该电力变换装置的三电平电力变换电路的控制部的通态电压运算电路的结构图。 [0031] 图10是构成控制本发明的实施方式2中的电力变换装置的三电平电力变换电路的控制部的通态电压运算电路的结构图。 [0032] 图11是示出通过单极性调制对构成电力变换装置的三电平电力变换电路的半导体开关元件进行PWM控制时的一个例子的说明图。 [0033] 图12是本发明的实施方式3中的电力变换装置的结构图。 [0034] 图13是本发明的实施方式3中的电力变换装置的结构图。 [0035] 图14是在单极性调制时校正通态压降时的相电压的Duty计算的说明图。 [0036] 图15是构成控制该电力变换装置的三电平电力变换电路的控制部的通态电压运算电路的结构图。具体实施方式 [0037] 实施方式1. [0038] 图1、图2是本发明的实施方式1中的电力变换装置的结构图，示出了将中性点钳位方式的三电平逆变器应用于电气铁路车辆的情况的一个例子。 [0039] 在图1、图2中，符号1是构成中性点钳位方式的三电平逆变器的三电平电力变换电路(以下称为主电路)，2是作为直流电压源的电气架线，3是集电装置，4是车轮，5是轨道，6是电压检测部，7U、7V、7W是电流检测部。另外，FC1、FC2是用于从电气架线2制作与交流电压输出侧的零电位相当的中间电压(中性点电压)的分压电容器。此处，将电气架线2的电压设为Ed，将分压电容器FC1、FC2的各电压设为Ed/2。另外，8是负载，在该实施方式1中示出感应电动机的情况。9是控制主电路1的控制部。 [0040] 上述主电路1具备可自消弧的合计12个半导体开关元件(以下简称为开关元件)SU1～SU4、SV1～SV4、SW1～SW4、和针对各开关元件SU1～SU4、SV1～SV4、SW1～SW4单独地逆并联地连接的续流二极管DU1～DU4、DV1～DV4、DW1～DW4。在该情况下，由4个开关元件SU1～SU4和4个二极管DU1～DU4构成与U相相应的开关支路。同样地，由开关元件SV1～SV4和二极管DV1～DV4构成与V相相应的开关支路，由开关元件SW1～SW4和二极管DW1～DW4构成与W相相应的开关支路。另外，此处各开关元件SU1～SU4、SV1～SV4、SW1～SW4设为IGBT，但也可以是GTO、晶体管、MOSFET。这些UVW各相的开关支路能够分别针对每个相进行独立动作，根据从控制部9输出的U相开关指令SU、V相开关指令SV、W相开关指令SW，进行接通·断开控制，产生三电平的输出电压。 [0041] 电压检测部6检测P－N之间的直流电压Ed而送到控制部9。另外，各电流检测部7U、7V、7W单独地检测主电路1对负载8供给的各相电流IU、IV、IW并送到控制部9。另外，各电流检测部7U、7V、7W不限于检测在主电路1与负载8的接线中流过的电流的CT(Current Transformer，电流互感器)，也可以检测在分流电阻等中流过的电流。另外，各相电流满足IU+IV+IW＝0这样的关系，所以也可以省略例如电流检测部7U、7V、7W中的1个、例如7W，根据两个电流检测部7U、7V分别检测出的相电流IU、IV，计算剩余的相电流IW。 [0042] 控制部9输入从未图示的上位的控制单元提供的U相电压指令值VU，根据直流电压Ed、电流IU、以及偶极率D(在后述中说明)，生成U相开关指令SU而输出到主电路1。另外，U相开关指令SU包括用于对构成U相开关支路的4个开关元件SU1～SU4分别进行接通·断开控制的4个信号。另外，控制部9输入V相电压指令值VV，根据直流电压Ed、电流IV、以及偶极率D(在后述中说明)，生成V相开关指令SV而输出到主电路1。进而，控制部9输入W相电压指令值VW，根据直流电压Ed、电流IW、以及偶极率D(在后述中说明)，生成W相开关指令SW而输出到主电路1。 [0043] 接下来，对三电平逆变器的PWM控制进行说明。作为代表性的PWM控制的一个例子，已知双极性调制。在该双极性调制中，通过在基准信号波的半周期内、即主电路1的输出电压的半周期内，经由零电压正负交替地输出电压脉冲，从而控制输出电压。 [0044] 另外，作为其它PWM控制法，已知使用了单极性调制(通过在基准信号波的半周期内、即主电路1的输出电压的半周期内输出单一极性的脉冲电压而控制输出电压)、部分双极性调制(上述双极性调制和上述单极性调制在相同周期内交替混合存在的控制方法)的方法。另外，它们的详情在例如日本特开平5－146160号公报等中记载。 [0045] 在该实施方式1中，对校正双极性调制时的通态压降的方法进行说明。 [0046] 图3是示出通过双极性调制对构成主电路1的开关元件进行PWM控制时的一个例子的说明图，此处示出未发生通态压降的情况下的理想状态。在该双极性调制中，在例如得到U相的输出电压的情况下，如图3(A)所示，使用偏移到正的上位载波、偏移到负的下位载波、以及作为基准信号波的U相调制波，生成U相开关指令SU。 [0047] 具体而言，如图3(B)所示，通过上位载波和U相调制波的大小关系，对开关元件SU1进行接通·断开控制，并且，如图3(C)所示，通过下位载波和U相调制波的大小关系，对开关元件SU2进行接通·断开控制。另外，虽然在图中未记载，开关元件SU3进行与开关元件SU1反转的动作，开关元件SU4进行与开关元件SU2反转的动作。由此，在用三电平逆变器进行了双极性调制的情况下，得到图3(D)所示的PWM波形、即在U相调制波的半周期内经由零电压正负交替地输出电压脉冲的波形。 [0048] 此处，如果将两个载波波形向正负偏移的偏移量B与各载波波形的振幅C的比例称为偶极率D，则通过偶极率D＝{偏移量B/载波波形的振幅C}来定义。例如，成为作为一个例子示出了的图3(A)的情况下的偶极率D＝0.5/1＝0.5。该偶极率D表示载波的从零电平起的偏置量，通过调整该偶极率D，能够调整零电压的输出时间，相比于二电平逆变器，能够降低低电压输出时的电流脉动。 [0049] 根据以上内容，接下来，说明控制部9的动作。另外，此处，对在U相、V相、W相内，输出U相的开关指令SU的情况进行说明。 [0050] 首先，通过乘法器91对由电压检测部6检测出的P－N之间的直流电压Ed乘以0.5来对半电压Ed/2进行运算。此处，半电压Ed/2的运算也可以是对FC1和FC2的电压分别检测而进行平均运算的方法。另外，通过除法器92将U相电压指令值VU除以半电压Ed/2来对表示电压指令值与直流电压的比值的U相调制波a进行运算。 [0051] 通态电压运算电路93根据上述U相调制波a、偶极率D、以及U相电流IU，计算并输出伴随在U相支路的各开关元件和续流二极管中流过电流时的通态压降而产生的通态电压误差ΔVON。关于该通态电压误差ΔVON的计算方法，在后面详述。接下来，除法器94将通态电压误差ΔVON除以半电压Ed/2，换算为表示电压指令值与上述直流电压的比值的调制率并将其作为通态电压校正量，接下来通过减法器95以上述通态电压校正量校正从除法器92输出的U相调制波a。 [0052] 载波生成器96接受偶极率D来生成上位载波和下位载波，输出到PWM运算器97。PWM运算器97如图3所示，通过上位载波和补偿了通态压降之后的U相调制波ah的大小关系，生成用于控制开关元件SU1的开关指令SU1，并且，通过下位载波和校正了通态电压误差之后的U相调制波ah的大小关系，生成控制开关元件SU2的开关指令SU2。 [0053] 反转逻辑器98生成使开关指令SU1反转来控制开关元件SU3的开关指令SU3，并且生成使开关指令SU2反转来控制开关元件SU4的开关指令SU4。门逻辑器99接受这些开关指令SU1～SU4，分别实施最小接通·断开时间的确保、防止元件短路的死区时间的设定、校正死区时间的设定所致的输出电压误差的死区时间校正，经由未图示的门驱动器将U相开关指令SU输出到主电路1。同样地，控制部9针对V相、W相都具备同样的功能，将V相开关指令SV和W相开关指令SW分别输出到主电路1。 [0054] 但是，由于在构成主电路1的开关元件、续流二极管中流过电流时的通态压降，对负载8实际上施加的电压相对于初始的电压指令产生误差。此处，使用图3、图4，对在主电路1中与上述通态压降相伴的通态电压误差的发生原理进行说明。 [0055] 在图3、图4中，示出了提取出主电路1中的U相开关支路的部分。另外，在图中，黑箭头表示U相电流IU流过的路径和朝向，并且，白箭头表示U相与中性点O之间的电压VUO的朝向。 [0056] 图4(A)示出使开关元件SU1、SU2接通，使开关元件SU3、SU4断开而输出正(高电位)，U相电流IU在正方向流过的情况下的状态。此时，如果将在开关元件SU1、SU2中流过电流时的通态电压设为VSON，则U相与中性点O之间的电压VUO成为以下的(式1)。 [0057] VUO＝Ed/2－VSON－VSON (式1) [0058] 图4(B)示出使开关元件SU2、SU3接通，使开关元件SU1、SU4断开而输出零(中间电位)，U相电流IU在正方向流过的情况下的状态。此时，如果将在二极管DU5中流过电流时的通态电压设为VDON，则U相与中性点O之间的电压VUO成为以下的(式2)。 [0059] VUO＝0－VDON－VSON (式2) [0060] 图4(C)示出使开关元件SU3、SU4接通，使开关元件SU1、SU2断开而输出负(低电位)，U相电流IU在正方向流过的情况下的状态。此时，U相与中性点O之间的电压VUO成为以下的(式3)。 [0061] VUO＝－Ed/2－VDON－VDON (式3) [0062] 图5(D)示出使开关元件SU1、SU2接通，使开关元件SU3、SU4断开而输出正(高电位)，U相电流IU在负方向流过的情况下的状态。此时，U相与中性点O之间的电压VUO成为以下的(式4)。 [0063] VUO＝Ed/2+VDON+VDON (式4) [0064] 图5(E)示出使开关元件SU2、SU3接通，使开关元件SU1、SU4断开而输出零(中间电位)，U相电流IU在负方向流过的情况下的状态。此时，U相与中性点O之间的电压VUO成为以下的(式5)。 [0065] VUO＝0+VDON+VSON (式5) [0066] 图5(F)示出使开关元件SU3、SU4接通，使开关元件SU1、SU2断开而输出负(低电位)，U相电流IU在负方向流过的情况下的状态。此时，U相与中性点O之间的电压VUO成为以下的(式6)。 [0067] VUO＝－Ed/2+VSON+VSON (式6) [0068] 如以上那样，关于构成三电平逆变器的主电路1的U相与中性点O之间的电压VUO，在无通态压降的理想的情况下，产生Ed/2、0、－Ed/2这3个电压电平，但实际上由于通态压降，产生包括图4、图5的(A)～(F)这6个模式(式1～式6)的通态电压误差的电压VUO。 [0069] 接下来，使用图6、图7以及图8，对校正伴随三电平逆变器中的通态压降而产生的通态电压误差的、通态电压校正的原理进行说明。 [0070] 另外，在图6、图7中，D表示“偶极率D”，CS意味着“相互抵消”。 [0071] 图6是U相电流IU在正方向流过的情况(对应于图4(A)～(C))的原理图，图7是U相电流IU在负方向流过的情况(对应于图5(D)～(F))的原理图。此处，为便于说明，提取载波波形的1周期量来说明。 [0072] 首先，导出载波半周期的平均误差电压ΔVON。 [0073] 如图6的粗线部所示，在将载波半周期的长度设为“1”的情况下，如果将在理想状态下U相电压VUOr输出正(高电位)的期间(时间比例)设为U_Duty，将U相电压VUOr输出零(中间电位)的期间(时间比例)设为N_Duty，将U相电压VUOr输出负(低电位)的期间(时间比例)设为D_Duty，则在U相电流IU在正方向流过的情况下，如从在上述(式1)～(式3)中包含的各误差分量可知，载波半周期的平均误差电压ΔVON成为以下的(式7)。 [0074] ΔVON＝－{2·VSON·U_Duty [0075] +(VDON+VSON)·N_Duty+2·VDON·D_Duty} [0076] (式7) [0077] 另外，在U相电流IU在负方向流过的情况下，关于载波半周期的平均误差电压ΔVON，如从在上述(式4)～(式6)中包含的各误差分量可知，成为以下的(式8)。 [0078] ΔVON＝2·VDON·U_Duty [0079] +(VDON+VSON)·N_Duty+2·VSON·D_Duty [0080] (式8) [0081] 另外，能够使用U相调制波的瞬时值a和偶极率D，通过以下的(式9)、(式10)、(式11)计算上述(式7)、(式8)中的U_Duty、N_Duty、D_Duty。 [0082] U_Duty＝0.5·(1+a－D) (式9) [0083] N_Duty＝D (式10) [0084] D_Duty＝0.5·(1－a－D) (式11) [0085] 参照图8，对得到上述(式9)、(式10)、(式11)的理由进行说明。 [0086] 如图8(A)所示，将载波半周期的长度设为“1”，使用偶极率D，通过以下的(式50)来表示上位载波。 [0087] y＝2x－(1－D)(式50) [0088] 在理想状态下U相电压VUOr输出正(高电位)的期间U_Duty是U相调制波的瞬时值a比上位载波大时的期间，如果在上述(式50)中代入y＝a、x＝U_Duty，则成为[0089] a＝2·U_Duty－(1－D) [0090] 即U_Duty＝0.5(1+a－D)， [0091] 得到(式9)。 [0092] 如图8(B)所示，将载波半周期的长度设为“1”，使用偶极率D，通过以下的(式51)来表示下位载波。 [0093] y＝2x－(1+D) (式51) [0094] 在理想状态下U相电压VUOr输出负(低电位)的期间D_Duty是U相调制波的瞬时值a比下位载波小时的期间，如果将U相调制波的瞬时值a比下位载波大时的期间设为xo，则有以下的关系。 [0095] xo＝1－D_Duty， [0096] 由此，当在(式51)中代入y＝a、x＝xo时，成为 [0097] a＝2·(1－D_Duty)－(1+D) [0098] 即D_Duty＝0.5(1－a－D)， [0099] 得到(式11)。 [0100] 另外，关于在理想状态下U相电压VUOr输出零(中间电位)的期间N_Duty，与U_Duty、D_Duty存在以下的(式52)所示的关系。 [0101] N_Duty＝1－U_Duty－D_Duty(式52) [0102] 由此，当在(式52)中代入(式9)、(式11)时，成为 [0103] N_Duty＝1－0.5(1+a－D)－0.5(1－a－D)＝D， [0104] 得到(式10)。 [0105] 像这样，在U相电流IU在正方向流过的情况下，如图4(A)说明的那样，根据(式7)求出上述平均误差电压ΔVON，将其除以Ed/2换算为调制率，之后将该调制率作为通态电压校正量而校正U相调制波的瞬时值a，通过该校正后的U相调制波的瞬时值ah，生成PWM，从而从主电路1输出与实际的U相电压VUO相称的电压。由此，能够以使误差电压(VUO－VUOr)的正负的值分别抵消的方式动作，校正通态电压误差以使误差电压(VUO－VUOr)的平均值成为零。 [0106] 即使在U相电流IU在负方向流过的情况下，也如图7说明的那样，依据同样的原理，根据(式8)求出上述平均误差电压ΔVON，将其除以Ed/2换算为调制率，之后将该调制率作为通态电压校正量来校正U相调制波的瞬时值a，通过该校正后的U相调制波的瞬时值ah，生成PWM，从而能够校正通态电压误差。 [0107] 另外，图6、图7所示的原理图仅为U相的说明，但对于V相、W相，也能够按照同样的原理进行通态电压校正。 [0108] 接下来，参照图9，对计算用于进行通态电压校正的平均误差电压ΔVON的通态电压运算电路93的具体的结构以及动作进行说明。 [0109] 通态电压运算电路93接受U相调制波的瞬时值a、偶极率D，在Duty运算电路931中进行基于(式9)、(式10)、(式11)的运算，输出U_Duty、N_Duty、D_Duty。另外，元件通态电压运算电路932输入由电流检测部7U检测出的U相电流IU，根据该U相电流IU，分别运算并输出开关元件SU1～SU4的通态电压VSON和二极管DU1～DU4的通态电压VDON。在正侧运算电路933中，接受这些值，根据上述(式7)对U相电流IU在正方向流过的情况的平均误差电压ΔVON进行运算，并且，在负侧运算电路934中，根据上述(式8)对U相电流IU在负方向流过的情况的平均误差电压ΔVON进行运算并分别输出。输出选择电路935接受各运算电路933、934的运算结果，选择并输出与U相电流IU的极性对应的平均误差电压ΔVON。 [0110] 另外，一般地，半导体元件的通态电压随着在元件中流过的电流以及元件的温度的变化而发生变化。因此，元件通态电压运算电路932考虑这一情况，接受U相电流IU，对开关元件SU1～SU4的通态电压VSON和二极管DU1～DU4的通态电压VDON进行运算。具体而言，既可以测定考虑了元件温度的开关元件SU1～SU4的通态电压VSON和二极管DU1～DU4的通态电压VDON的通态电压特性，导出其近似式，用于通态电压的运算，也可以保持为表格，通过参照该表格来导出通态电压。由此，能够更高精度地导出通态电压VSON、VDON。 [0111] 另外，在图1、图2所示的结构中，将电压指令值、平均误差电压ΔVON分别除以Ed/2而分别换算为调制率，之后在减法器95中校正调制率，但也可以构成为在用平均误差电压ΔVON直接校正电压指令值、例如VU之后，除以Ed/2而得到U相调制波a，将其提供给PWM运算器97。 [0112] 如以上那样，根据该实施方式1，通过利用通态电压运算电路93对在三电平逆变器的PWM控制中实施了双极性调制时的平均误差电压ΔVON进行运算，能够正确地补偿在开关元件、续流二极管中流过电流时的通态压降。因此，在三电平逆变器的PWM控制中，即使在通过双极性调制驱动了负载8的情况下，也能够恰当地实施通态电压校正，能够提高三电平逆变器的输出电压精度。 [0113] 实施方式2. [0114] 在上述实施方式1中，说明了能够使用(式7)、(式8)、(式9)、(式10)、(式11)来对双极性调制时的平均误差电压ΔVON进行运算的情况。 [0115] 此处，如果针对(式7)、(式8)分别代入(式9)、(式10)、(式11)而整理，则能够通过下述(式12)，导出U相电流IU在正方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON，并且能够通过下述(式13)，导出U相电流IU在负方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON。 [0116] ΔVON＝－{(1+a)·VSON+(1－a)·VDON} (式12) [0117] ΔVON＝(1+a)·VDON+(1－a)·VSON (式13) [0118] 求出上述平均误差电压ΔVON的(式12)、(式13)成为不包括偶极率D的简单的式子。因此，在该实施方式2中，计算用于进行通态电压校正的平均误差电压ΔVON的通态电压运算电路93a如图10所示构成。另外，这以外的结构部分与上述实施方式1(图1、图2)的情况相同，所以此处省略详细说明。 [0119] 在该实施方式2的通态电压运算电路93a中，有如下变更：代替图9所示的结构的正侧运算电路933的(式7)，作为正侧运算电路936使用(式12)，对平均误差电压ΔVON进行运算，代替图9所示的结构的负侧运算电路934的(式8)，作为负侧运算电路937使用(式13)，对平均误差电压ΔVON进行运算。另外，不需要的Duty运算电路931被省略。另外，通态电压运算电路93a的其它结构部分以及动作与图9所示的实施方式1的情况相同，所以对对应的结构部分附加相同符号而省略说明。 [0120] 如以上那样，在该实施方式2中，通过使通态电压运算电路93a成为图10所示的结构，不仅能够与实施方式1同样地实施恰当的通态电压校正，而且相比于实施方式1的情况，结构更简单，能够削减运算量。 [0121] 实施方式3. [0122] 在上述实施方式1、2中，对在三电平逆变器的PWM控制中实施了双极性调制时的通态电压校正进行了说明，但在该实施方式3中，将对在三电平逆变器的PWM控制中实施了单极性调制的情况的通态电压校正进行说明。 [0123] 图11是示出通过单极性调制对开关元件进行PWM控制时的一个例子的说明图，此处示出未发生通态压降时的理想状态。在该单极性调制中，在得到例如U相的输出电压时，如图11(A)所示，使用偏移到正的上位载波、偏移到负的下位载波、以及作为基准信号波的U相调制波，生成U相开关指令SU。 [0124] 具体而言，如图11(B)所示，通过上位载波和U相调制波的大小关系，对开关元件SU1进行接通·断开控制，并且，如图11(C)所示，通过下位载波和U相调制波的大小关系，对开关元件SU2进行接通·断开控制。另外，虽然在图中未记载，开关元件SU3进行与开关元件SU1反转的动作，开关元件SU4进行与开关元件SU2反转的动作。由此，在用三电平逆变器进行了单极性调制的情况下，得到图11(D)所示的PWM波形、即在U相调制波的半周期内输出单一极性的电压脉冲的波形。 [0125] 另外，即使在实施了单极性调制的情况下，通态电压误差的发生原理也与图4、图5所示那样的双极性调制时相同，因此，关于载波半周期的平均误差电压ΔVON，能够应用上述(式7)、(式8)。 [0126] 图12、图13是本发明的实施方式3中的电力变换装置的结构图。 [0127] 该实施方式3中的电力变换装置的特征在于，相对于上述实施方式1的电力变换装置的结构(图1、图2)，通态电压运算电路93b和载波生成器96b的结构不同。这些结构以外的部分与实施方式1相同，所以此处省略说明。 [0128] 在该实施方式3中，载波生成器96b分别生成图11(A)所示的偏移到正的上位载波、和偏移到负的下位载波而输出到PWM运算器97。另外，关于通态电压运算电路93b的结构以及动作，在后面详述。 [0129] 图14是在单极性调制时在理想状态下的U相电压VUOr的Duty计算的说明图，此处，示出提取了载波波形的半周期量的状态。 [0130] 首先，在实施了单极性调制的情况下，在将载波半周期的长度设为1时，在将在理想状态下U相电压VUOr输出正(高电位)的期间(时间比例)设为U_Duty，将U相电压VUOr输出零(中间电位)的期间(时间比例)设为N_Duty，将U相电压VUOr输出负(低电位)的期间(时间比例)设为D_Duty时，对各Duty的关系进行说明。 [0131] 图14(A)示出在U相调制波的瞬时值a在零以上(a>0)的情况下，上位载波、下位载波、U相调制波的瞬时值a、以及理想状态下的U相电压VUOr的各相互的关系。由此，可知U相调制波的瞬时值a在零以上(a≥0)时的U相电压VUOr的各Duty成为下述(式14)、(式15)、(式16)。 [0132] U_Duty＝a (式14) [0133] N_Duty＝1－a (式15) [0134] D_Duty＝0 (式16) [0135] 另外，图14(B)示出在U相调制波的瞬时值a小于零(a<0)的情况下，上位载波、下位载波、U相调制波的瞬时值a、以及理想状态下的U相电压VUOr的各相互的关系。由此，可知U相调制波的瞬时值a小于零(a<0)时的U相电压VUOr的各Duty成为下述(式17)、(式18)、(式19)。 [0136] U_Duty＝0 (式17) [0137] N_Duty＝1+a (式18) [0138] D_Duty＝－a (式19) [0139] 以上，通过使用所导出的求出各Duty的各式(式14)～(式19)，并代入到(式7)、(式8)，能够分别导出单极性调制时的载波半周期的平均误差电压ΔVON。 [0140] 接下来，参照图15，对计算用于进行通态电压校正的平均误差电压ΔVON的通态电压运算电路93b的具体的结构以及动作进行说明。 [0141] 该实施方式3的通态电压运算电路93b相比于在上述实施方式1(图9)中说明了的通态电压运算电路93，在具备Duty运算电路931a、931b、以及Duty选择电路938这些点上结构不同，其它结构部分以及动作与实施方式1(图9)的情况相同，所以对对应的结构部分附加相同符号而省略说明。 [0142] 此处，一个Duty运算电路931a在输入了U相调制波的瞬时值a时，就根据上述(式14)～(式16)分别计算U_Duty、D_Duty、N_Duty。另一个Duty运算电路931b在输入了U相调制波的瞬时值a时，就根据上述(式17)～(式19)分别计算U_Duty、D_Duty、N_Duty。 [0143] Duty选择电路938在U相调制波的瞬时值a在零以上(a≥0)的情况下，选择并输出一个Duty运算电路931a的输出，在U相调制波的瞬时值a小于零(a<0)的情况下，选择并输出另一个Duty运算电路931b的输出。 [0144] 如以上那样，根据该实施方式3，通过利用通态电压运算电路93b对在三电平逆变器的PWM控制中实施了单极性调制时的平均误差电压ΔVON进行运算，能够正确地补偿在开关元件、续流二极管中流过电流时的通态压降。因此，在三电平逆变器的PWM控制中，即使在用单极性调制驱动了负载8的情况下，也能够恰当地实施通态电压校正，能够提高三电平逆变器的输出电压精度。 [0145] 实施方式4. [0146] 在上述实施方式3中，说明能够使用上述(式7)、(式8)、以及(式14)～(式19)来对单极性调制时的平均误差电压ΔVON进行运算的情况。 [0147] 此处，上述(式7)应用于U相电流IU在正方向流过的情况，(式8)应用于U相电流IU在负方向流过的情况。另外，求出各Duty的(式14)、(式15)、(式16)应用于U相调制波的瞬时值a在零以上(a≥0)的情况，并且，求出各Duty的(式17)、(式18)、(式19)应用于U相调制波的瞬时值a小于零(a<0)的情况。 [0148] 因此，如果对(式7)代入(式14)、(式15)、(式16)并整理，则能够通过以下的(式20)，导出U相调制波的瞬时值a在零以上(a≥0)且U相电流IU在正方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON。 [0149] ΔVON＝－{(1+a)·VSON+(1－a)·VDON} (式20) [0150] 另外，如果对上述(式7)代入(式17)、(式18)、(式19)并整理，则能够通过以下的(式21)导出U相调制波的瞬时值a小于零(a<0)且U相电流IU在正方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON。 [0151] ΔVON＝－{(1+a)·VSON+(1－a)·VDON} (式21) [0152] 进而，如果对上述(式8)代入(式14)、(式15)、(式16)并整理，则能够通过以下的(式22)导出U相调制波的瞬时值a在零以上(a≥0)且U相电流IU在负方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON。 [0153] ΔVON＝(1+a)·VDON+(1－a)·VSON (式22) [0154] 最后，如果对上述(式8)代入(式17)、(式18)、(式19)并整理，则能够通过以下的(式23)导出U相调制波的瞬时值a小于零(a<0)且U相电流IU在负方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON。 [0155] ΔVON＝(1+a)·VDON+(1－a)·VSON (式23) [0156] 如果着眼于以上的运算结果，则(式20)和(式21)、(式22)和(式23)是相同的结果，因此，不论U相调制波的瞬时值a是正还是负，都能够通过(式20)或者(式21)，计算U相电流IU在正方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON，并且，能够通过(式22)或者(式23)，计算U相电流IU在负方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON。 [0157] 而且，作为U相电流IU在正方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON的(式20)或者(式21)与在上述实施方式2中说明了的、求出双极性调制时的U相电流IU在正方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON的(式12)相同，并且，作为U相电流IU在负方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON的(式22)或者(式23)与求出双极性调制时的U相电流IU在正方向流过的情况下的平均误差电压ΔVON的(式13)相同。因此，在该实施方式4的情况下，在对平均误差电压ΔVON进行运算时，能够采用实施方式2(图10)所示的结构的通态电压运算电路93a。 [0158] 如以上那样，在该实施方式4中，在对在三电平逆变器的PWM控制中实施了单极性调制时的平均误差电压ΔVON进行运算时，代替采用在实施方式3(图15)中示出的结构的通态电压运算电路93b，而能够采用实施方式2(图10)所示的结构的通态电压运算电路93a，所以相比于实施方式3的情况，结构更简单，能够削减运算量。另外，即使在用单极性调制驱动了负载8的情况下，也能够恰当地实施通态电压校正，能够提高三电平逆变器的输出电压精度。 [0159] 进而，如果使用图10所示的结构的通态电压运算电路93a，则不论在双极性调制和单极性调制中的哪一个的情况下，都能够实现相同的通态电压校正，且不需要校正方法的切换。即，上述实施方式1是特定于双极性调制时的通态电压校正用的结构，上述实施方式3是特定于单极性调制时的通态电压校正用的结构。因此，相对于需要根据双极性调制和单极性调制的动作状态而分别切换的情况，如该实施方式4说明，如果使用图10所示的结构的通态电压运算电路93a，则不论在双极性调制和单极性调制中的哪一个的情况下，都无需切换通态电压校正方法，而能够实现三电平逆变器的通态电压校正，并且能够提高输出电压精度。 [0160] 本发明不仅限于上述实施方式1～4的结构，能够在不脱离本发明的要旨的范围内，将各实施方式1～4自由地组合、或者使各实施方式1～4的结构适宜变形或省略。 [0161] 例如，在上述各实施方式1～4中，作为负载8，以感应电动机为例子进行了说明，但即使在其它交流电动机中也是同样的，也可以针对三电平逆变器的输出并联地连接N台(N是整数)这些交流电动机。另外，此处，作为适用于电气铁路车辆时的一个例子，将直流电压源设为电气架线2来进行了说明，但也可以通过从单相或者三相交流架线经由转换器、整流电路来供给电力而将其作为直流电压源，也可以通过从蓄电池经由DC/DC转换器供给电力而将其作为直流电压源。进而，此处，作为各实施方式1～4，示出了三电平逆变器，但也可以设为通过同样的主电路结构将交流电源变换为直流电源的转换器来动作。 [0162] 另外，在本发明的实施方式1～4中，对根据上述载波波形和调制波的大小关系通过双极性调制、单极性调制进行PWM控制的情况进行了说明，但还能够应用于通过部分双极性调制进行PWM控制的情况，并且，还能够应用于根据输出电压矢量针对每个控制周期直接计算输出电压脉冲的比例的空间矢量方式等的PWM控制。 [0163] 另外，本发明能够在该发明的范围内自由地组合各实施方式、或者使各实施方式适宜地变形、省略。 [0164] 产业上的可利用性 [0165] 本发明涉及应用了三电平电力变换电路的电力变换装置，能够广泛应用于将直流电力变换为交流电力、将交流电力变换为直流电力的电力变换装置。

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