高频链电源换流设备

本发明与根据用作高频电源的进相电容器上的电压进行自然换向的变频链电源换流设备有关。

本发明申请人提出过一种交流电动机的驱动器（日本专利申请No.61-165028，相应于1988年7月26日颁发的美国专利No.4，760，321）可以作为高频链电源换流设备的一个应用范例。

在这种交流电动机的驱动器中，二个循环换流器由加在用作高频电源的进相电容器上的电压进行自然转向，第一个循环换流器控制由交流电源提供的输入电流，使加在进相电容器上的电压峰值保持在一个恒定的电平上。第二个循环换流器利用进相电容器作为高频电源完成频率转换，向交流电动机提供电压可变、频率可变的正弦电流。

在上述设备中，由交流电源提供的输入电流能控制成具有与电源电压同相的正弦波形，因此运行可以达到输入功率因子等于1，并且并且没有多少高次谐波。供给交流电动机的电流能够控制成具有正弦波形，使电动机能毫无转矩脉动进行运行。此时，最高输出频率可以高达数百赫兹。因此就能提供一种高速大功率的可变速交流电动机。

然而上述日本专利申请的高频链电源换流设备具有下列问题。

原则上，在上述日本专利申请的设备中第一循环换流器的循环电流自然增大或减小，以使加在进相电容器上的电压的频率和相位与供给该循环换流器的相位控制器的基准信号（高频3相电源电压）的频 率和相位一致。然而实际上，由于电路的损耗或其它类似原因，加在进相电容器上的电压与基准电压之间会出现相位差。结果，实际加在每个换流器输入端的电压就会与确定换流器触发相位的相位基准电压不一致，使换流器产生不了需要的输出电压。这样，相位输入信号相应有可偏离，可控范围变差，使电源控制成为非线性和饱和。

当高频链电源换流设备的负载突然改变时，加在进相电容器上的电压相位随基准电压变化，但这种变化衰减的速度在以上日本专利申请的预备中是很缓慢的。此时，由于加在进相电容器上的电压相位的这种变化以及过流等使自然换向发生换向故障，换向故障会对器件产生不良影响。

本发明的目的提供一种高频链电源换流设备。在这种设备中，由于使加在用作高频电源的进相电容器上的电压相位稳定和将该电容器电压与基准电压间的相位差抑制到最小值扩展自然换向的换向极限，因此能够获得很宽的相位可控范围。

上述目的能用一种高频链电源换流设备来实现。这种设备的组成为：一个直流或交流电源;一个具有与电源相接的输出端的循环电流型循环换流器;一个与循环换流器输入端相接的高频进相电容器;一个用来控制循环换流器触发相位的相位控制器，一个供给相位控制器相位基准信号和外振荡器;用来控制加在进相电容器上的电压峰值的装置;用来检测外振荡器供给的基准信号与加在进相电容器上的电压之间的相位差的装置;以及用来控制检测到的相位差的装置。

循环电流型循环换流器根据加在进相电容器上的电压进行自然换向。通过用循环换流器调整由直流或交流电源供给的电流的方法将加在进相电容器上的电压峰值控制成大体不变。再者，用来控制循环换 流器触发相位的相位控制器被加有来自外振荡器的相位基准信号。这样，加在进相电容器上的电压的频率和相位就能改变成与基准信号的频率和相位一致。然而实际上，由于电路的损耗或其它类似的原因，加在进相电容器上的电压与基准电压之间会有相位差。将这个相位差检测出来，再根据所检测出的相位差调整循环换流器的循环电流，使这相位差减小到零。

当负载（如用来驱动交流电动机的第二循环换流器之类）接到进相电容器时，如果负载突然改变，加到进相电容器上的电压的峰值、频率、和/或相位就会有起伏的趋势。然而此时峰值控制装置使电压幅度保持不变，而相位差控制装置使电压的频率和相位保持稳定。

这样，每个换流器的相位控制就非常稳定，不会再发生什么换向故障，因此就能获得很宽的相位控制范围。

图1为说明按本发明的高频链电源换流设备的一个具体装置的电路图，

图2为用来说明图1所示设备起动工作的等效电路图;

图3A和3B为用来说明图1所示设备工作的时间波形图;

图4A和4B为用来说明图1所示设备工作的另二个时间波形图;

图5为说明图1所示设备工作的另一个等效电路图;

图6为展示用于图1设备中的相位差检测器（SITA）的一个例子的电路图;

图6A展示了相位差检测器（SITA）的另一个例子;

图6B为说明图6A检测器工作的时间波形图;

图7为说明按本发明电源换流设备控制电路的另一个具体装置的 电路图;

图8为说明按本发明电源换流设备的另一个具体装置的电路图;

图9为说明按本发明电源换流设备的又一个具体装置的电路图;以及

图10为说明按本发明电源换流设备的再一个具体装置的电路图。

图1为说明按本发明高频链电源换流设备的一个具体装置的结构的电路图。

图1中，SUP可标为直流电源，Ls为直流电抗器，cc为循环电流型循环换流器，CAP为进相电容器，而LOAD为负载装置。

循环电流型循环换流器CC包括至组合换流器SSp，负组合换流器SSN，以及作流电抗器L01和L02。

再者，电流变换器CTs，电位变换器PTcap，整流器D，相位差检测器SITA，比较器C1至C4，加法器A1和A2，电压控制补偿器GV（S），输入电流控制补偿器GI（S），循环电流控制补偿器GO（S），相位差控制补偿器HO（S），反相放大器INV，相位控制器PHP和PHN，以及外振荡器OSC用来构成控制电路。

循环电流型循环换流管CC控制由直流电源SUP所供给的电流Is，使得加在进相电容器CAP上的电压Va，Vb和Vc的峰值Vcap保持不变。

作为例子，负载装置LOAD是一个用来驱动感应电动机的循环换流器，该循环换流器的作用是向将高频进相电容器用作了相电源的 感应电动机提供一个电压可变，频率可变的交流电源。

现在来解释在图1具体装置中实现的各个控制过程。

首先，解释一下通约负组合转流器SSN在相进电容器上的电压建立过程。

图2为说明直流电源，负组合换流器SSN，相进电容器Cab，Cbc和Cca以及直流电抗器Ls之间关系的等效电路。

在图2的电路中，当触发脉冲输入到可控硅S2和S4时，充电电流流过的路径为电源V →电抗器Ls→可控硅S4→电容器Cab→可控硅S2→电源V-s，另一路径为电源Vs→电抗器Ls→可控硅S4→电容器Cca→电容器Cbc→可控硅S2→电源V-s。这样，充在电容器Cab上的是电源电压Vs，而在电容器Cbc和Cca上加有一Vs/2的电压。

图3A示出了负组合换流器SSN的可控硅S1至S6的触发方式。在这种方式中，触发脉冲是5来自图1所示外振荡器OSC的3相基准信号ea，eb，和ec同步给出。在建立图2所示的状态后，一个触发脉冲加到可控硅S3。这样，由于电容器Cbc上充有电压，可控硅S2上就加有一个负偏压，因此可控硅S2就截止了。也就是说在起动运行时进相电容器CAP起着换向电容器的作谩５笨煽毓鑃4和S3接通时，加在电容器Cab，Cbc和Cca上的电压有了改变。

图3B示出了端点a和b之间的电压Va-b以及在图3A这种触发方式下的相位电压Va的波形。由于电压Va-b是通过电抗Ls充上的，因此是逐渐上升的，如图3B中虚线所示。该上升时间为2δ，则Va-b的基波分量延伸了δ。并且，相位电压Va相对 于线电压Va-b迟延了（π/6）弧度。

参照图3A和3B的触发方式和相位电压Va就很容易理解相位控制角αN能表示成

αN≌π-δ（弧度）    （1）

由于δ并不怎么大，可以认为该工作过程是在αN＝180°下实现。该图2中箭头所指方向为正，则换流器SSN的输出电压VN能表示成

VN＝-Kv·Vcap·CosαN    （2）

其中Kv为比例常数，Vcap为电容器CAP上相位电压的峰值。

输出电压VN与电源电压Vs相等。然而，在这个条件下，进相电容器CAP上的电压充不到高于电源电压Vs，为了增加电容器电压Vcap将触发相位角αN向90°稍加移动。这样由方程（2）所表示的输出电压VN就会减小，因此Vs＞VN。其结果是充电电流Is增加以增加电容器电压Vcap。当Vs＝VN时Vcap达到稳定。为了进一步增加电容器电压Vcap，将αN再向90°移动，以减小输出电压VN。

当αN＝90°时，VN＝0，因此理论上是能够用很低的电源电压将电容器电压Vcap充到一个很高的电压。然而实际上由于电路损耗不可避免，总要提供与电路损耗相应的能量。

用这种方法，进相电容器CAP上的电压能充到所要求的电压电平。

现在来解释用上述方式所确定的进相电容器CAP上的电压Va，Vb和Vc在频率和相位上与供给图1所示的相位控制器PHP和 PHN的3相基准电压ea，eb和ec一致的过程。

为了控制由电源供给的输入电流Is，循环换流器CC按照电源电压Vs改变输出电压Vcs。循环换流器CC的输出电压Vcs等于正组合换流器SSP输出电压Vp和负组合换流器SSN输出电压VN的平均值，表示为：

Vcs＝（VP+VN）/2    （3）

此外，当正组合换流器的输出电压与负组合换流器的输出电压之间的差值（VP-VN）加到直流电抗器L01和L02上的时候，引起循环电流Io的流动。即当VP＞VN时I0增加。而当VP＜VN时I0减小。

一般说来，VP＝VN，因此循环电流I0不会变化。此时，触发相位角满足以下条件：

αN≌180°-2P    （4）

图4A和4B示出了正组合换流器和负组合换流器的触发脉冲信号以及相位控制基准信号ea，eb和ec，其中2P＝45°而αN＝135°。

由外振荡器POSC所供给的基准信号ea，eb和ec表示为

ea＝Sin（ωc·t）    （5）

eb＝Sin（ωc·t-2π/3）    （6）

ec＝Sin（ωc·t+2π/3）    （7）

其中ωc＝2πfc为变频角频率，而fc例如选为大致1千赫。

在进相电容器CAP的电压Va，Vb和Vc在频率上和相位上 分别与基准电压ea，eb和ec一致的情况下，换流器SSP和SSN的输出电压表示为：

VP＝K·Vcap·Cos2P    （8）

VN＝-K·Vcap·Cos2P    （9）

因此，如果方程（2）满足，则就有VP≌VN，从而循环电流I0就不会发生变化。

设想电容器电压的频率fcap降低了，而所得到的电压Va′，Vb′和Vc′如图44中虚线所示的情况。

换流器SSP的触发相位角从2P改变为2P′，而换流器SSN的触发相位角从αN改变为αN′。结果，VP＞VN，从而循环换流器CC的循环电流I0就增加。

就从进相电容CAP来看，循环电流I0成为循环换流器CC输入侧的有迟延的无功源。

图5示出了与在循环换流器CC输入侧的1相电路相应的等效电路，循环换流器CC用提供迟延电流的可变电感器Lcc来代替。该电路的谐振频率fcap为

fcap＝1/（2π $\sqrt{{\mathrm{L\; cc\; C}}_{\mathrm{c\; a\; p}}}$） （10）

循环电流的增加可以看作为等于等效电感Lcc的减小。因此，电压Va′，Vb′和Vc′的频率fcap增加，成为更接近基准电压ea，eb和ec的频率fc。

类似地，当fcap＞fc时，循环电流I0减小，而Lcc增加，在fcap＝fc时达到稳定条件。

在进相电容器CAP电压相位落后于基准电压相位的情况下，犹如在fcap＜fc的情况一样循环电流增大，从而使进相电容器CAP电压相位提前。反之，在进相电容CAP电压相位超前于基准电压相位的情况下，犹如在fcap＞fc的情况一样循环电流减小小，从而使进相电容器CAP电压相位滞后。就这样，自动调整循环电流的幅度，使进相电容CAP确电压Va，Vb和Vc在频率上和在相位上调整到等于基准电压ea，eb和ec。

然而，实际上由于电路损耗加在进相电容器CAP上的电压Va，Vb和Vc的相位要滞后于基准电压ea，eb和ec的相位。如果滞后角为θ，则电容器电压Va，Vb和Vc表示为;

Va＝Vcap    Sin（ωc·t-θ）    （11）

Vb＝Vcap    Sin（ωc·t-θ+2π/3）

（12）

Vc＝Vcap    Sin（ωc·t-θ-2π/3）

（13）

其中Vcap为电容器CAP上电压的峰值。

现在参照图1来说明控制加压进相电容器CAP上电压Va，Vb和Vc的峰值Vcap的过程以及控制相位角θ的过程。

首先，如下控制输入电流Is：

输入电流Is从电流变换器CTs馈到比较器C2，与指令值Is＊进行比较，而偏差εI＝I＊S-Is输入到控制补偿器GI（S）的输入电路。为了说明简要起见，GI（S）仅起反向比例因子-KI作用。GI（S）的输出信号eGI通过加法器A1送 到正组合换流器SSP的相位控制器PHP。此外，GI（S）的输出信号eGI还通过反向放大器INV和加法器A2送到责组合换流器SSN的相位控制器PHN。此时，如果循环电流控制补偿器G0（S）的输出信号eGo足够小，相位控制器PHP和PHN的输入电压V2P和V2N可以表示为：

VαP≌-KI·εI    （14）

Vαα≌KI·εI    （15）

这样，利用比例因子Kc，正组合换流器和负组合换流器的输出电压表示为：

VP＝Kc·VαP≌-Kc·KI·εI

（16）

VN＝-Kc·Vαα≌VP    （17）

当Is＊＞Is时，偏差εI为正，使VP和VN减小。因此，加在电抗器Ls上的电压Vs-（VP+VN）/2为正，使输入电流Is增大。

反之，当Is＊＜Is时，偏差εI为负，使VP和VN增加，从而使输入电流Is减小。当Is＝Is＊时过程成为稳定。

其次，说明控制加在进相电容器上电压峰值的过程。

加在进相电容器CAP上电压Va，Vb，和Vc的瞬时值由3相电位变换器PTcap检测。检测到的值由整流器D整流的确定峰值Vcap。

可检测的峰值Vcap输入到比较器C1，与峰值指令Vcap＊ 比较。偏差εV＝Vcap＊-Vcap输入到随后的电压控制补偿器GV（S），进行比较放大或积分。GV（S）的输出用作控制输入电流Is的指令值Is＊。

当Vcap＊＞Vcap时，偏差εV为正，通过GV（S）馈出，以增大电流指令值Is＊的大小。如前所述，输入电流Is被控制到与指令值Is＊一样。因此，Is增大，有效功率Ps＝Vs·Is由电源SUP馈送到进相电容器CAP。这样，电容器中所累的能量（1/2）Ccap·（Vcap）2＝Ps·t增加。从而电压峰值就增大。

反之，当Vcap＊＜Vcap时，偏差εV为负，通过GV（S）馈出，以减小电流指令值Is＊。当偏差εV变为一个大的负值时，Is＊可以成为负的。结果，有效功率Ps成为负的，从而电容器中积累的能量返回给电源SUP，因此使Vcap减小。控制过程一直进行以使最终达到Vcap＝Vcap＊。

如上所述，进相电容器CAP的电压峰值Vcap被控制到与指令值Vcap＊一致。

下面说明控制值循环换流器中循环电流的过程。

利用正组合换流器和负组合换流器的输出电流Ip和IN可以得到循环换流器CC的循环电流I0，为：

I0＝（IP+IN-｜IP-IN｜）/2 （18）

因此所得的循环电流I0输入到比较器C4，与指令值I＊0比较。偏差ε0＝I＊0-I0输入到补偿器G0（S），进行比较放大。当G0（S）的比例因子为K0时，相位控制电压VαP和

VαN能改写成：

VαP＝-KI·εI+K0·ε0（19）

VαN＝KI·εI+K0·ε0（20）

当I＊0＞I0时，偏差ε0为正，因此至组合换流器SSP的输出电压VP增大，而负组合换流器SSN的输出电压VN减小。结果，VP＞VN成立，可以循环电流I0增大。

反之，当I＊0＜I0时，偏差εo为负，因此VP＜VN，从而减小循环电流I0。当I0≌I＊0，过程成为稳定。

下面将说明利用循环电流I0控制加在进相电容器CAP上电压Va，Vb和Vc的相位差0的方法。

图6为说明图1的相位差检测器SITA结构的电路图。在图6中，R1至R3为比例因子，ML1至ML3为乘法器，AD为加法图，K为比例因子，以及VT为移相器。

首先，外振荡器OSC的输出信号ea，eb和ec用移相器VT变换成相位超前90°的信号ea′，ea′和ec′。因此可以得到下列关系式。

ea′＝（ec-eb）/ $\sqrt{3}$＝Sin（ωc·t+π/2）＝Cos（ωc·t） （21）

eb′＝（ea-ec）/ $\sqrt{3}$＝Cos（ωc·t-π/3） （22）

ec′＝（eb-ea）/ $\sqrt{3}$＝Cos（ωc·t+π/2） （23）

由3相电位变换器PTcap所检测的进相电容器CAP上电压瞬时值Va，Vb和Vc用比例因子R1至R3归一化，变换成单位电压Va，Vb和Vc。

乘法器ML1至ML3，加法器AD以及那些比例因子用来导出相位差θ的正弦值Sinθ，如以下方程所示：

2/3 （ea′·Va+eb′·Vb+ec′-Vc）

＝ 2/3 ｛Cos（ωc·t）·Sin（ωc·t-θ）+Cos（ωc·t- (2π)/3 ·Sin（ωc·t- (2π)/3 -θ）+Cos（ωc·t- (2π)/3 ）·Sin（ωc·t+-θ）｝

＝-Sinθ

当相位差θ不怎么大时，θ≌Sinθ，因此即使用Sin0作为控制量也不会出现什么严重的问题。θ的精确值可以用通过函数变换器60对这导出值进行Sin-1运算的方法来得到。

当相位差θ超前时，θ表示成正的。

检测到的相位差θ输入到图1的比较器C3，与指令值θ＊比较。指令值θ＊通常置为零。从比较器C3输出的偏差εθ＝θ＊-0输入到相位差控制器Hθ（S），进行比较放大或积分。H0（S）的输出信号用作循环电流的指令值I＊0。

当θ＊＞θ时，偏差εθ为正，通过Hθ（S）使循环电流的指令值I＊0增大。因此，指令值I＊0也增大，导致图5等效电路中 的Lcc减小。这样，方程（10）中的频率fcap升高，从而使进相电容器CAP的电压Va，Vb和Vc的相位θ提前。

当θ＊＜θ时，偏差εθ为负，因此使循环电流的指令值I＊0减小，使方程（10）中的频率fcap降低。结果，电压Va，Vb和Vc的相位就被滞后。

该过程在θ＝θ＊时最终达到稳定。如果θ＊为零，则相位差θ变为零。因此，进相电容器CAP上所加的电压Va，Vb和Vc相位上与来自外振荡器OSC的基准信号完全一致。

采用这种方法，相位控制过程中不会有什么诸如非线性、饱和之类的不良现象发生，可以获得很宽的可控区域范围。

此外，甚至当负载很快变化，产生相位差θ时，相位控制回路有效工作，使相位差θ很快衰减，恢复原来的状态，因此消除了换向故障出现的可能性。

图6A示出了图1中相位差检测器SITA的另一个例子。图6B画出了图6A电路中的信号波形。在图6B的图示中，除了相位差为120°此外，信号ea，eb和ec是相同的，用信号e来表示。类似地，电压Va，Vb和Vc用电压V来表示。

如图6A所示，3相基准信号ea，eb和ec输入到信号形成器61，信号形成器61敏感每个信号ea，eb和ec的过零点，并产生了相矩形信号eφ。3相电容器电压Va，Vb和Vc输入到信号形成器62。信号形成器62敏感每个电压Va，Vb和Vc的过零点，并产生了相矩形信号Vφ。信号eφ和Vφ输入到相位比较器63。比较器63将Va，Vb和Vc的信号相位（＝Vφ）与ea，eb和ec的信号相位（＝eφ）分别进行比较。比较器63 产生表示Vφ与eφ之间相位差θ的选通信号φ。

信号φ作为一个选通信号馈送给计数器64。计数器64对的选通信号φ的每个周期内的时钟脉冲CK进行计算。这样，计数器64的数值或数字输出θ就表示了Vφ与eφ之间的相位差（θ）。计数器64的数字输出0在信号φ的每个循环周期内暂时储存在寄存器65中。寄存在寄存器65中的数据（θ）由D/A变换器66变换成模拟信号θ。由此所得的模拟信号θ馈送给图1或图10中的控制器Hθ（S），或馈送到图8或图9中的自动相位调整器AOR。（调整器AθR与图1中的电路器件C3，Hθ（S）相当）。

图7为说明按本发明的控制器的另一个具体装置结构的电路图。

在这个具体装置中，补偿器Hθ（S）的输出信号并不用作循环电流的指令值，而是通过加法器A1和A2馈送给相位控制器PHPPHN。

循环换流器CC的循环电流可以用大体上与参照图1所说明的那种方式进行调整，因此相位差θ被控制到与指令值θ＊一致。

图8为说明按本发明的另一个具体装置结构的电路图。

在图8中，SUP标为3相交流电源，CC-1为第一循环电流型循环换流器;CAP为高频进相电容;CC-2为第：循环换流器;M为三相交流电动机;PG为转速检测器;CTs和CT1为电流变换器;PTcap为电压变换器;D为整流器;SITA为相位差检测器;AVR为电压控制器，ACRI为输入电流控制器;AθR为相位差控制器;ACCR为循环电流控制器;OSC为外振荡器，PHDI为第一循环换流器的相位控制器，SPC为速度控制 器，ACR2为电动机电流控制器;以及PHC2为第2循环换流器的相位控制器。

图8的具体装置除了电源SUP是交流电源外与图1的具体装置相同。控制器AVR的输出用作3相输入电流ISR，ISS和IST的指令值ISR＊，ISS＊和IST＊。

第二循环换流器CC-2和交流电动机M连接成一个负载装置。CC-2以进相电容器作为高频电源，供给电动机M电压可变、频率可变的正弦电流ILU，ILV和ILW。

图9为说明按本发明的2一个具体装置的结构的电路图。

在图9中，Vs可标为第一直流电源，Ls为直流电抗器;CC为循环电流型循环换流器;CAP为高频进相电容器;SSL为分激换流器，LL为直流电抗，而VL为第二直流电源。

循环换流器CC包括正组合换流器SSP，负组合换流器SSN以及直流电抗器Lo1和Lo2。

电流变换器CTS和CTL，电压变换器PTcap，整流器D，相位差检测器SITA，电压控制器AVR，第一直流电流控制器ACR1，相位差控制器AOR，循环电流控制器ACCR，第二直流电流控制器ACR2，外振荡器OSC以及相位控制器PHC1和PHC2用来构成一个控制电路。

可以考虑用一个太阳能电池VL作为第二直流电压源。分激换流器SSL用进相电容器作为高频电源进行自然换向，并且将太阳能电池VL所产生的能量馈送给高频进相电容器。

当进相电容器CAP中积累能量增大时，循环电流型循环换流器将积累能量传递给第一直流电源（例如，直流传输线）来控制加在进 相电容器上的电压Va，Vb和Vc的峰值，以便使之保持不变。

相位差的控制以与参照图1所说明的相同方式实现。

在上述这些具体装置中，已经对接有负载装置LOAD的情况作了说明。然而，作为应用高频链电源换流设备的一个例子，还可以将本发明用于诸如有源滤波器那样的电源调节器。

图10说明如何将本发明应用于上述有源滤波器。图10的电路相当于美国专利4，529，925（塔拿卡等）的图1。输出εV通过电路GV（S）变换成信号Ism。信号Ism在乘法器MLT中和与交流电源电压VS同步的单位正弦波信号Sinωt相乘。乘法器MLT的输出Is＊馈送给加法器AD。加法器AD接受代表负载电流的信号IL，给出电流指令Ic（＝IL-Is＊）。指令Ic＊送到比较器C2。比较器C2将循环换流器的电流Ic与指令Ic＊进行比较，将比较结果（εC送至电路GI（S）。除上述这些以外，该电路的结构与本发明的图1类似。

如上所述，按照本发明可以使加在进相电容器上的电压Va，Vb和Vc的相位与由外振荡器所提供的基准信号ea，eb和ec的相位完全一致。此外，在循环换流器的相位控制上，并不会产生诸如非线性和饱和那样的不良现象，因此能够实现很宽的可控区域范围。由对进相电容器电压Va，Vb和Vc与基准信号ea，eb，和ec之间的相位差θ得到检测和控制，能够将相位差的偏差抑制成很小，即使负载很快改变时，脉动很快就被衰减了。因此，能防止循环换流器的换向储备角变成非常小，也就消除了由于换向故障而危及器件的可能性。这样就能获得一种高可靠的高频链电源换流设备。

为了支持本发明的内容，本发明的说明中结合了下列美国专利的 全部披露。

（1）塔拿卡等人的美国专利No.4，760，321，交流电动机驱动设备，1988年7月26日获准。

（2）塔拿卡的美国专利No.4，570，214，年功功率控制循环换流器，1986年2月11日获准。

（3）塔拿卡等人的美国专利No.4，529，925，年功功率补偿循环换流器，1985年7月16日获准。

（4）塔拿卡等人的美国专利No.4，418，380，控制循环换流器的循环电流的方法和设备，1983年11月29日获准。