功率转换装置 |
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| 申请号 | CN201380075290.X | 申请日 | 2013-10-08 | 公开(公告)号 | CN105075099A | 公开(公告)日 | 2015-11-18 |
| 申请人 | 富士电机株式会社; | 发明人 | 王启臣; 藤田悟; | ||||
| 摘要 | 本 发明 的功率转换装置是输出与 输出 电压 指令相对应的交流电压的功率转换装置，包括直流电源(1)、交流电源(30)、逆变器(40)、对输出电压进行滤波的 滤波器 (5)以及用于控制逆变器的逆变器控制部(80)。逆变器控制部(80)在交流电源的电压Vr相对于输出电压指令V*较小、且两者之差小于规定值的第1条件时，指令第1 频率 f1的载波 信号 Sc。逆变器控制部(80)在交流电源的电压Vr相对于输出电压指令V*较小、且两者之差大于规定值的第2条件时，指令高于第1频率f1的第2频率f2的载波信号Sc。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种功率转换装置，输出对应于输出电压指令的交流电压，其特征在于，所述功率转换装置包括：直流电源，该直流电源输出三电平的电压；交流电源，该交流电源的一端与所述直流电源的中间电位点相连接；逆变器，该逆变器选择所述直流电源的三电平电压及所述交流电源的电压中的某一个进行输出；电抗器，该电抗器对所述逆变器的输出电压进行滤波；以及控制部，该控制部根据所述输出电压指令对所述逆变器进行控制， |
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| 说明书全文 | 功率转换装置技术领域背景技术[0002] 作为即使交流电源的电压下降也仍向负载提供稳压的电压的功率转换装置，已知有连续逆变器供电类型的功率转换装置。图7是用于说明专利文献1和专利文献2所公开的连续逆变器供电类型的功率转换装置的图。图中，1为单相的交流电源，2为电容器，3为转换器，4为逆变器，5为滤波器，6为负载。该功率转换装置将交流电源1的电压暂时转换成直流电压，然后将该直流电压再次转换成交流电压后提供给负载6。 [0003] 这里，将交流电源1的电压转换成直流电压的动作由转换器3来进行。转换器3通过使开关元件Qp、Qn导通截止，来将交流电源1的电压转换成直流电压。转换器3生成的直流电压由电容器Cp、Cn进行滤波。经过电容器Cp、Cn滤波后的直流电压被输出至逆变器4。 [0004] 逆变器4通过选择性地使开关元件Q1、Q2和双向开关BS1导通截止，从而将电容器Cp、Cn的直流电压转换成脉冲宽度经过控制的脉冲序列的交流电压Vu。滤波器5去除由该脉冲序列形成的交流电压Vu中所包含的谐波分量，输出正弦波状的交流电压Vload。该正弦波状的交流电压Vload被施加到负载6。 [0005] 上述功率转换装置具备直送模式、升压模式、降压模式、备用模式来作为其动作模式。通过对交流电源1的电压等进行检测来决定功率转换装置在哪一个模式下进行动作。 [0006] 直送模式是在交流电源1的电压处于规定的范围内时，将交流电源1的电压作为交流电压Vload来输出的动作模式。在该动作模式下，开关元件Q1、Q2截止，双向开关BS1导通。 [0007] 升压模式是在交流电源1的电压低于规定值时，对交流电源1的电压进行升压，从而输出具有规定的振幅的交流电压Vload的动作模式。在该动作模式下，基于脉宽调制后的控制信号来选择性地使开关元件Q1、Q2及双向开关BS1进行导通截止。 [0008] 降压模式是在交流电源1的电压高于规定值时，对交流电源1的电压进行降压，从而输出具有规定的振幅的交流电压Vload的动作模式。在该动作模式下，开关元件Q1、Q2截止，基于脉宽调制后的控制信号来使双向开关BS1进行导通截止。 [0009] 备用模式是在检测到交流电源1停电时，使用电容器Cp、Cn的直流电压来输出具有规定的振幅的交流电压Vload的动作模式。在该动作模式下，双向开关BS1截止，基于脉宽调制后的控制信号来选择性地使开关元件Q1、Q2进行导通截止。现有技术文献 专利文献 [0010] 专利文献1：日本专利特开平10-075581号公报专利文献2：国际公开WO2012/067167A1 发明内容发明所要解决的技术问题 [0011] 然而，在上述那样的功率转换装置中，包含有纹波电流的电流会流过滤波器5的电抗器Lf。为了减小电抗器Lf，需要对因该纹波电流而产生的损耗进行抑制。因此，在上述功率转换装置中，必须要将流过电抗器Lf的电流的纹波分量抑制在规定值内。 [0012] 另一方面，上述功率转换装置在升压模式时及备用模式时这两个动作下，以相同的频率使开关元件Q1、Q2进行导通截止。施加到电抗器Lf的电压的变化幅度在仅使用直流电源的电压来输出交流电压时变为最大。因此，在备用模式时，流过电抗器Lf的纹波电流变为最大。电抗器Lf的电感值被确定为使得备用模式时的纹波电流处于规定值以内。 [0013] 但是，按此方式确定得到的电抗器Lf的电感值与升压动作时所需的电感值相比，是较大的值。为了得到较大的电感值，就需要增加卷绕于电抗器Lf的铁芯的线圈的匝数。若线圈的匝数增加，则线圈的导体电阻增加，从而电抗器Lf的铜损增加。其结果导致产生功率转换装置的效率下降这样的问题。并且，随着电抗器Lf变大，也带来了功率转换装置大型化的问题。 [0014] 本发明是为了解决上述现有技术存在的问题而完成的。即，本发明的目的在于提供一种功率转换装置，能够抑制电抗器Lf的电感值的增加，并且即使在交流电源的瞬时电压下降时也能将纹波电流抑制在规定值内。解决技术问题所采用的技术手段 [0015] 为了达到上述目的，本发明适用于基于输出电压指令来输出交流电压的功率转换装置。该功率转换装置具备直流电源、交流电源、逆变器、对该逆变器的输出电压进行滤波的电抗器以及控制逆变器的控制部。交流电源的一端与直流电源的中间电位点相连接。控制部在第1条件时，指令第1频率的载波信号。控制部在第2条件时，指令高于第1频率的第2频率的载波信号。第1条件为交流电源的电压相对输出电压指令较小，且两者之差小于规定值。第2条件为交流电源的电压相对输出电压指令较小，且两者之差大于规定值。控制部基于输出电压指令和所指令的载波信号，生成用于使逆变器动作的控制信号。 逆变器基于控制部所生成的控制信号，输出规定的交流电压。使用直流电源的两端电压及中性点电压和交流电源的电压来生成该交流电压。 [0016] 在上述功率转换装置中，控制部在对第1条件和第2条件进行判断时，可至少使用输出电压指令和交流电源的电压各自的有效值、或者其各自的瞬时值。 [0017] 在上述功率转换装置中，载波信号的第1频率和第2频率被设定为下述关系，即：当逆变器在各频率下进行动作时，流过电抗器的纹波电流的最大振幅基本相同。 [0018] 在上述功率转换装置中，载波信号的第2频率根据输出电压指令与交流电源的电压的差来进行设定。 [0019] 在上述功率转换装置中，逆变器进行动作直到交流电源的电压下降至0V为止。 [0020] 上述功率转换装置的逆变器的实施方式为至少包含有开关元件串联电路和双向开关。开关元件串联电路由第1开关元件和第2开关元件串联连接而构成。开关元件串联电路与直流电源的两端相连接。第1二极管与第1开关元件反向并联连接。第2二极管与第2开关元件反向并联连接。双向开关的一端与第1开关元件和第2开关元件的连接点相连接，双向开关的另一端与交流电源的另一端相连接。 [0021] 在上述功率转换装置的逆变器中，第1开关元件和第2开关元件可由以碳化硅和氮化镓中的任一种作为材料的宽带隙半导体形成的MOSFET构成。在上述功率转换装置的逆变器中，第1二极管和第2二极管可由以碳化硅和氮化镓中的任一种作为材料的宽带隙半导体形成。 在上述功率转换装置的逆变器中，双向开关可通过将由以碳化硅和氮化镓中的任一种作为材料的宽带隙半导体形成的MOSFET反向并联连接而构成。 在上述功率转换装置的逆变器中，双向开关可构成为包含有二极管，该二极管由以碳化硅和氮化镓中的任一种作为材料的宽带隙半导体形成。 发明效果 [0023] 图1是用于说明应用了本发明的功率转换装置的一个实施方式的图。图2是用于说明应用了本发明的功率转换装置的控制部的图。 图3是用于说明载波信号的切换的实施例的图。 图4是用于说明升压模式时的输出电压波形的图。 图5是用于说明升压模式时(Vr＝0V)的输出电压波形的图。 图6是用于说明应用了本发明的功率转换装置的其他实施方式的图。 图7是用于说明现有技术所涉及的功率转换装置的图。 具体实施方式[0024] 下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。图1是用于说明本发明的一个实施方式所涉及的功率转换装置的电路结构的图。图中，1为单相的交流电源。电容器2连接在交流电源1的端子R与端子S之间。30为直流电源、40为逆变器、5为滤波器、6为负载、80为控制部。 [0025] 直流电源30是正侧直流电源Psp(第1直流电源)和负侧直流电源Psn(第2直流电源)串联连接而构成的电源。直流电源30具备端子P、O、N。端子P连接至直流电源30的高电位侧端子。端子N连接至直流电源30的低电位侧端子。端子O与直流电源Psp和直流电源Psn的连接点(输出直流电源30的中间电压的端子)相连接。交流电源1的端子S与直流电源30的端子O相连接。 由直流电源Psp和直流电源Psn构成的直流电源30例如可由图7所示的转换器3构成。转换器3使用交流电源1的电压Vr来输出三个电平的电位。但是，直流电源30并不限于转换器3这样的电路结构，也可以是通过其他方式构成的电路。 [0026] 逆变器40由开关元件串联电路和双向开关BS1构成。逆变器40具备用于输出交流电压的端子U(第1交流输出端子)和端子V(第2交流输出端子)。开关元件串联电路是开关元件Q1、Q2串联连接而成的电路。该开关元件串联电路连接在直流电源30的端子P与端子N之间。开关元件Q1、Q2的连接点与端子U相连接。端子V与直流电源30的端子O相连接。 双向开关BS1是切换元件S1、S2反向并联连接而成的电路。该双向开关BS1连接在端子U与端子R之间。具体而言，切换元件S1的集电极端子侧连接至端子R。切换元件S1的发射极端子侧连接至端子U。 [0027] 滤波器5由电抗器Lf和电容器Cf的串联电路构成。滤波器5连接在逆变器40的端子U、V之间。负载6连接在电容器Cf的两端。 [0028] 图1中，使用与二极管反向并联连接的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)来表示开关元件Q1、Q2。但是开关元件Q1、Q2并不限于按此方式构成的元件。开关元件Q1、Q2可以使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等能够以交流电源1的频率的数10倍以上的较高频率进行导通截止动作的其他半导体元件来构成。 [0029] 双向开关BS1能够通过使其中一个切换元件导通来使电流朝一个方向流动。双向开关BS1能够通过使其中另一个切换元件导通来使电流朝另一个方向流动。因此，对于双向开关BS1，只要能具有这样的功能即可，也可以采用其他的结构。 [0030] 在上述功率转换装置中，直流电源30的端子P输出直流电源Psp的正电位(以下，称为正电压Vp。)。直流电源30的端子O输出直流电源30的中间电位(以下，称为零电压。)。直流电源30的端子N输出直流电源Psn的负电位(以下，称为负电压Vn。)。交流电源1的端子R输出交流电源1的电压Vr。 [0031] 逆变器40通过使电流流过开关元件Q1，从而在端子U、V之间输出正电压Vp。逆变器40通过使电流流过开关元件Q2，从而在端子U、V之间输出负电压Vn。逆变器40通过使电流流过双向开关BS1的任一方向，从而在端子U、V之间输出交流电源1的电压Vr。因此，逆变器40通过对开关元件Q1、Q2和双向开关BS1的导通截止动作进行控制，从而在端子U、V之间输出单相的交流电压Vu。 [0032] 接着，对本实施方式所涉及的功率转换装置的动作进行说明。该功率转换装置具有直送模式、升压模式、降压模式。该功率转换装置的直送模式和降压模式下的动作与图7所示的功率转换装置相同。下面，主要说明升压模式下该功率转换装置的动作，省略直送模式和降压模式的说明。 [0033] 该功率转换装置在交流电源1的电压Vr在第1设定电压以下时，以升压模式进行动作。并且，在电压Vr进一步下降并达到0V为止，该功率转换装置持续进行升压模式下的动作。在此期间，不会检测到交流电源1的停电。这里，升压模式是功率转换装置使用交流电源1的电压Vr和直流电源30的三电平电压(电压Vp、Vn及零电压)，来输出比电压Vr要高的规定电压Vload的模式。 [0034] 该功率转换装置在升压模式下，根据交流电源1的电压Vr的大小来切换使开关元件Q1、Q2导通截止的频率。通过该动作，流过电抗器Lf的纹波电流的增加得以抑制。具体而言，该功率转换装置在交流电源1的电压Vr小于输出电压指令V*、且电压Vr与输出电压指令V*的差小于规定值时(第1条件)，以第1频率进行升压动作。并且，该功率转换装置在交流电源1的电压Vr小于输出电压指令V*、且电压Vr与输出电压指令V*的差为规定值以上时(第2条件)，以第2频率进行升压动作。第2频率是高于第1频率的频率。 [0035] 为了实现功率转换装置的上述动作模式，控制电路80具有通过图2所示的控制模块来实现的功能。由电压检测器71检测到的交流电源1的电压Vr被输入到控制电路80的输出电压指令生成电路81、动作模式判定电路82以及载波信号生成电路83。由电压检测器72检测到的直流电源Psp的电压Vp和由电压检测器73检测到的直流电源Psn的电压Vn被输入到调制信号生成电路84。 [0036] 输出电压指令生成电路81输出功率转换装置的输出电压的指令V*。输出电压指令V*与交流电源1的电压Vr同步。输出电压指令V*被输入到动作模式判定电路82和调制信号生成电路84。 [0037] 动作模式判定电路82根据交流电源1的电压Vr与输出电压指令V*的大小比较结果，来生成功率转换装置的动作模式信号δ。即，若交流电源1的电压Vr相对于输出电压指令V*处于预先确定的范围内，则动作模式判定电路82将动作模式信号δ设定为表示直送模式的信号。若交流电源1的电压Vr大于以输出电压指令V*为中心而预先确定的范围的上限值，则动作模式判定电路82将动作模式信号δ设定为表示降压模式的信号。若交流电源1的电压Vr相对于输出电压指令V*小于预先确定的范围的下限值，则动作模式判定电路82将动作模式信号δ设定为表示升压模式的信号。下面，将该预先确定的范围的下限值称为第1设定值。另外，在没有设置直送模式的情况下，第1设定值是与输出电压指令V*相等的值。 [0038] 载波信号生成电路83根据动作模式信号δ输出例如三角波状的载波信号Sc。在动作模式信号δ为升压模式，电压Vr与输出电压指令V*的差小于规定值(第2设定值)时(第1条件)，载波信号生成电路83将载波信号Sc的频率设定为第1频率f1。在动作模式信号δ为升压模式，电压Vr与输出电压指令V*的差为规定值(第2设定值)以上时(第2条件)，载波信号生成电路83将载波信号Sc的频率设定为第2频率f2。从载波信号生成电路83输出的载波信号Sc被输入到脉宽调制电路85。 [0039] 这里，可通过对输出电压指令V*和交流电源1的电压Vr各自的有效值或各自的瞬时值进行比较来判定两者之间的大小关系。在对其各自的电压的有效值进行比较的情况下，载波信号生成电路83在输出电压的每一个周期将载波信号Sc的频率设定为第1频率f1或第2频率f2。在对其各自的电压的瞬时值进行比较的情况下，载波信号生成电路83在进行比较的每一个控制周期将载波信号Sc的频率设定为第1频率f1或第2频率f2。 [0040] 图3示出通过比较输出电压指令V*与交流电源1的电压Vr各自的瞬时值来设定载波信号Sc的频率的情况下的各信号的关系。例如，若交流电源1的电压Vr保持正弦波状而下降，则在输出电压指令V*的相位为π/2及3π/2附近，输出电压指令V*与交流电源1的电压Vr的差变为第2设定值以上。载波信号生成电路83在输出电压指令V*与交流电源1的电压Vr的差变为第2设定值以上的区域(输出电压指令V*的相位为π/2及3π/2附近)将载波信号Sc的频率设定为第2频率f2。在其他区域，载波信号生成电路83将载波信号Sc的频率设定为第1频率f1。 [0041] 在对输出电压指令V*和交流电源1的电压Vr各自的有效值进行比较的情况下，载波信号生成电路83在输出电压指令V*的每一个周期将载波信号Sc的频率设定为第1频率f1或第2频率f2。 [0042] 另外，在动作模式信号δ表示直送模式或降压模式时，载波信号生成电路83将载波信号Sc的频率设定为第1频率f1。但是，在动作模式信号δ表示直送模式或降压模式时，载波信号生成电路83也可以将载波信号Sc的频率设定为不同于第1频率f1的第3频率f3。 [0043] 调制信号生成电路84使用输出电压指令V*来生成调制信号λ。调制信号λ是以载波信号Sc的振幅作为基准进行标准化后的信号。直流电源30的电压Vp、Vn用于进行调制信号λ的标准化。从调制信号生成电路84输出的调制信号λ被输入到脉宽调制电路85。 [0044] 脉宽调制电路85使用载波信号Sc和调制信号λ生成用于使逆变器40动作的控制信号G1、G2、Gs1、Gs2。控制信号G1是用于使开关元件Q1进行导通截止动作的信号。控制信号G2是用于使开关元件Q2进行导通截止动作的信号。控制信号Gs1是用于使切换元件S1进行导通截止动作的信号。控制信号Gs2是用于使开关元件S2进行导通截止动作的信号。 [0045] 若逆变器40根据从上述控制电路80输出的控制信号从而以升压模式进行动作，则在端子U-V间输出图4所示的交流电压Vu。交流电压Vu是通过选择性地输出交流电源1的电压Vr、电压Vp或电压Vn而得到的电压。交流电压Vu中包含有较多的谐波分量。该谐波分量可利用滤波器5来去除。通过从交流电压Vu中去除了谐波分量，从而得到正弦波状的交流电压Vload。正弦波状的交流电压Vload被施加到负载6。 在升压模式下，若交流电源1的电压Vr下降至0V，则交流电压Vu和交流电压Vload呈图5所示的波形。由于交流电源1的电压Vr为0V，因此交流电压Vu是由振幅为Vp或Vn的脉冲序列构成的电压。 [0046] 接着，对流过滤波器5的电抗器Lf的电流Iu进行说明。如上所述，逆变器40在直送模式、降压模式、升压模式中的任一模式下进行动作。 当逆变器40以直送模式进行动作时，开关元件Q1、Q2均截止。而双向开关BS1处于双向均可导通的状态。该情况下，在端子U-V之间输出交流电源1的电压Vr。因此，流过电抗器Lf的电流Iu呈正弦波状。该电流Iu中不包含有伴随着逆变器40的动作而产生的纹波分量。 [0047] 当逆变器40以降压模式进行动作时，开关元件Q1、Q2均截止。而双向开关BS1根据控制信号Gs1、Gs2进行导通截止动作。控制信号Gs1、Gs2是使用频率f1的载波信号Sc和调制信号λ进行了脉宽调制后的信号。该情况下，在端子U-V之间输出对交流电源1的电压Vr进行了脉宽调制后的电压Vu。 因此，流过电抗器Lf的电流Iu中包含有伴随着双向开关BS1的导通截止动作而产生的纹波分量。该纹波分量的频率是载波信号Sc的频率f1的两倍。 [0048] 当逆变器40以升压模式进行动作时，双向开关BS1始终处于导通状态。而开关元件Q1、Q2根据控制信号G1、G2进行导通截止动作。该控制信号G1、G2是使用载波信号Sc和调制信号λ进行了脉宽调制后的信号。载波信号Sc的频率是第1频率f1或第2频率f2。该情况下，在端子U-V之间，输出交替选择交流电源1的电压Vr与对直流电源30的电压进行了脉宽调制后的电压而得到的电压Vu。因此，流过电抗器Lf的电流Iu中包含有伴随着开关元件Q1、Q2的导通截止动作而产生的纹波分量。该纹波分量的频率是载波信号Sc的频率的两倍。 [0049] 这里，当逆变器40以升压模式进行动作时，随着输出电压指令V*与交流电源1的电压Vr的差变大，流过电抗器Lf的纹波电流变大。另一方面，若载波信号Sc的频率变高，则流过电抗器Lf的纹波电流变小。但若使载波信号Sc的频率变高，则开关元件Q1、Q2的开关损耗增加。 [0050] 因此，电抗器Lf的电感值和载波信号Sc的频率被设定以使得流过电抗器Lf的纹波电流的大小成为规定值。并且，以输出电压指令V*与交流电源1的电压Vr的差等于预先确定的第2设定值为条件，来对载波信号Sc的第1频率f1进行设定。此时，因流过电抗器Lf的纹波电流(第1纹波电流)而在电抗器Lf中产生的损耗(第 1损耗)被设定为处于规定值内。并且，流过电抗器Lf的最大电流的值(第1最大电流值)被设定为处于开关元件Q1、Q2的可控制范围内。 [0051] 接着，以交流电源1的电压Vr变为0V为条件，来对载波信号Sc的第2频率f2进行设定。另外，电抗器Lf的电感值是上述所设定的值。在上述条件下，若逆变器40以升压模式进行动作，则流过电抗器Lf的纹波电流成为与上述第1纹波电流大致相等的值。并且，流过电抗器Lf的电流的最大值变为与上述第1最大电流值大致相同。 另一方面，由于纹波电流的频率变高，电抗器Lf中所产生的损耗比上述第1损耗要大。 但是由于电抗器的热时间常数比交流电源1的瞬时电压下降时间要长，因此，不会产生发热的问题。 [0052] 如上所述，本实施方式所涉及的功率转换装置能够抑制电抗器Lf的电感值的增加，并且即使在交流电源1的瞬时电压下降时，也能够将流过电抗器Lf的纹波电流抑制在规定值内。 [0053] 另外，构成开关元件Q1、Q2的半导体元件可以由以碳化硅或氮化镓作为材料的宽带隙半导体构成。宽带隙半导体元件具有能实现低损耗、高频化，并且能进行高温动作的特征。构成双向开关BS1的半导体元件同样也可以由以碳化硅或氮化镓作为材料的宽带隙半导体构成。 [0054] 本发明的适用对象并不限于上述所说明的实施方式。例如，本发明也可适用于图6所示的功率转换装置。该功率转换装置与图1所示的功率转换装置的不同点在于，相比于逆变器40，逆变器41还具备双向开关BS2。该逆变器41在升压模式下，通过使双向开关BS1、BS2截止来进行与逆变器40相同的动作。 由此，只要是具备图1所示的逆变器电路40的开关元件Q1、Q2和双向开关BS1，且使用交流电源1的电压Vr和直流电源30的电压来进行升压动作的功率转换装置，就能够适用本发明。 [0055] 本发明能够适用于瞬时电压下降补偿装置或不间断电源装置等用于在即使发生了交流电源的电压变动及交流电源的停电的情况下也仍向负载提供稳定电压的功率转换装置。标号说明 [0056] 1交流电源、2电容器、3转换器、30直流电源、4，40，41逆变器、5滤波器、6负载、80，81控制部。 |
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