传输系统以及受电装置

申请号 CN201280015569.4 申请日 2012-05-21 公开(公告)号 CN103477534B 公开(公告)日 2015-08-12
申请人 株式会社村田制作所; 发明人 市川敬一;
摘要 压电 变压器 (32)以电容元件(C1、C2)、电感元件(Lp)、电容元件(Cp)、 电阻 (Rp)以及理想变压器(Tp)来表示。通过 压电变压器 (32)、和受电装置(201)的耦合 电极 部的电容元件(CL)的电容器以及送电装置(101)的耦合电极部的电容元件(CG)的电容构成第1 谐振 电路 (RC1)。另一方面,通过压电变压器(32)的等效输出电容(C2)和电感元件(L2)构成第2 谐振电路 (RC2)。并且,高频高 电压 发生电路(11)产生的高频高电压的 频率 在由第1谐振电路(RC1)和第2谐振电路(RC2)的复合谐振确定的2个谐振频率之间确定。
权利要求

1.一种电传输系统,具有:
送电装置,其具备由主动电极以及被动电极构成的送电装置侧耦合电极、和对该送电装置侧耦合电极施加高频高电压的高频高电压发生电路;和
受电装置,其具备与所述送电装置侧耦合电极耦合的由主动电极以及被动电极构成的受电装置侧耦合电极、以及与所述受电装置侧耦合电极连接的受电电路,通过所述送电装置侧耦合电极以及所述受电装置侧耦合电极进行电场耦合,从所述送电装置向所述受电装置传输电力,
所述电力传输系统的特征在于,
所述受电电路具备:
第1谐振电路,其串联连接在所述受电装置侧耦合电极的主动电极和被动电极之间,包含电感分量以及电容分量;
第2谐振电路,其包含所述电容分量、和与该电容分量并联连接的电感分量;和负载电路,其与该第2谐振电路并联连接,
所述高频高电压发生电路产生的高频高电压的频率在由第1谐振电路和第2谐振电路的复合谐振确定的2个谐振频率之间设定。
2.根据权利要求1所述的电力传输系统,其特征在于,
所述送电装置具备:
电压检测电路,其检测所述高频高电压发生电路的产生电压;和
电压稳定化电路,其控制所述高频高电压发生电路的产生电压,以使得该电压检测电路的检测电压成为恒定。
3.根据权利要求1或2所述的电力传输系统,其特征在于,
所述受电电路具备:
压电变压器,其具有与所述受电装置侧耦合电极的主动电极连接的输入端子、与所述受电装置侧耦合电极的被动电极连接的输出端子、和基准电位端子,对施加在所述输入端子的电压进行降压,并向所述输出端子输出,
所述电容分量是所述压电变压器的等效输出电容。
4.根据权利要求1或2所述的电力传输系统,其特征在于,
所述第1谐振电路包含:在所述送电装置侧耦合电极以及所述受电装置侧耦合电极产生的电容分量。
5.根据权利要求1或2所述的电力传输系统,其特征在于,
所述高频高电压发生电路具备:
第3谐振电路,其在施加于所述送电装置侧耦合电极的所述高频高电压下谐振。
6.一种受电装置,相对于送电装置成对,该送电装置具备由主动电极以及被动电极构成的送电装置侧耦合电极、以及对该送电装置侧耦合电极施加高频高电压的高频高电压发生电路,
所述受电装置的特征在于,
所述受电装置具有:
受电装置侧耦合电极,其与所述送电装置侧耦合电极耦合,由主动电极以及被动电极构成;和
受电电路,其与所述受电装置侧耦合电极连接,
所述受电电路具备:
第1谐振电路,其串联连接在所述受电装置侧耦合电极的主动电极和被动电极之间,包含电感分量以及电容分量;
第2谐振电路,其包含所述电容分量、和与该电容分量并联连接的电感分量;和负载电路,其与该第2谐振电路并联连接,
所述高频高电压发生电路产生的高频高电压的频率在由第1谐振电路和第2谐振电路的复合谐振确定的2个谐振频率之间设定。

说明书全文

传输系统以及受电装置

技术领域

[0001] 本发明涉及电场耦合型的以无线来传输电力的电力传输系统以及受电装置。

背景技术

[0002] 作为代表性的无线电力传输系统,已知利用磁场从送电装置的一次线圈向受电装置的二次线圈传输电力的磁场耦合方式的电力传输系统。但是,在以磁场耦合传输电力的情况下,由于通过各线圈的磁通的大小对电动势有较大的影响,因此一次线圈和二次线圈的相对位置关系要求较高的精度。另外,由于利用线圈,因此装置的小型化困难。
[0003] 另一方面,还知道专利文献1所公开那样的电场耦合方式的无线电力传输系统。在该系统中,介由电场从送电装置的耦合电极向受电装置的耦合电极传输电力。该方式对耦合电极的相对位置精度要求比较宽松,另外,能实现耦合电极的小型、薄型化。
[0004] 图1是表示专利文献1的电力传输系统的基本构成的图。该电力传输系统由送电装置和受电装置构成。在送电装置具备高频高电压发生电路1、被动电极2以及主动电极3。在受电装置具备高频高电压负载电路5、被动电极7以及主动电极6。并且,通过使送电装置的主动电极3和受电装置的主动电极6隔着高电压电场区域4而接近,该2个电极彼此电场耦合。
[0005] 如此,在电场耦合方式的无线电力传输中,需要在送电装置侧、受电装置侧都配置主动电极和被动电极,使送电装置和受电装置的主动电极彼此、以及被动电极彼此耦合。传输电力以及传输效率依赖于电极间耦合的强度。为了增强电极间的耦合,考虑缩短电极间距离、增大电极面积。
[0006] 先行技术文献
[0007] 专利文献
[0008] 专利文献1:JP特表2009-531009号公报
[0009] 发明的概要
[0010] 发明要解决的课题
[0011] 一般,作为提高电力传输系统的传输效率的手法,嵌入低损耗的谐振电路是有效的。该谐振电路由送电装置和受电装置的耦合部的静电容和电感器构成。一般,由于电感器的Q值低于电容的Q值,因此,在作为谐振电路组合的情况下谐振电路的Q值会受到电感器的Q值的制约。另外,小型且低损耗的电感器的实现成为课题。作为解决该课题的一个方法,在电感器中使用压电设备(压电谐振器、压电变压器)是有效的。然而,压电设备虽然小型低损耗,但存在频率特性陡峭,且在负载变动时输出电压(受电装置侧电压V2和送电装置侧V1之比V2/V1)较大变动的课题。
[0012] 另外,在不使用压电设备的情况下,也有输出电压相对于负载变动或驱动频率的变动而变动的问题。

发明内容

[0013] 因此,本发明的目的在于提供使产生受电装置的负载变动或驱动频率变动的情况下的受电装置侧电压V2和送电装置侧电压V1之比V2/V1稳定化的电力传输系统以及受电装置。
[0014] 用于解决课题的手段
[0015] (1)本发明的电力传输系统具有:送电装置,其具备由主动电极以及被动电极构成的送电装置侧耦合电极、和对该送电装置侧耦合电极施加高频高电压的高频高电压发生电路;和受电装置,其具备与所述送电装置侧耦合电极耦合的由主动电极以及被动电极构成的受电装置侧耦合电极、以及与所述受电装置侧耦合电极连接的受电电路,通过所述送电装置侧耦合电极以及所述受电装置侧耦合电极进行电场耦合,从所述送电装置向所述受电装置传输电力。
[0016] 并且,特征在于,所述受电电路具备:第1谐振电路,其串联连接在所述受电装置侧耦合电极的主动电极和被动电极之间,包含电感分量以及电容分量;第2谐振电路,其包含所述电容分量、和与该电容分量并联连接的电感分量;和负载电路,其与该第2谐振电路并联连接,所述高频高电压发生电路产生的高频高电压的频率在由第1谐振电路和第2谐振电路的复合谐振确定的2个谐振频率之间设定。
[0017] (2)优选所述送电装置具备:电压检测电路,其检测所述高频高电压发生电路的产生电压;和电压稳定化电路,其控制所述高频高电压发生电路的产生电压,以使得该电压检测电路的检测电压成为恒定。
[0018] (3)优选所述受电电路具备:压电变压器,其具有与所述受电装置侧耦合电极的主动电极连接的输入端子、与所述受电装置侧耦合电极的被动电极连接的输出端子、和基准电位端子,对施加在所述输入端子的电压进行降压,并将降压后的电压向所述输出端子输出,所述电容分量是所述压电变压器的等效输出电容。
[0019] (4)优选所述第1谐振电路包含在所述送电装置侧耦合电极以及所述受电装置侧耦合电极产生的电容分量。
[0020] (5)优选所述高频高电压发生电路具备:第3谐振电路,其在施加于所述送电装置侧耦合电极的所述高频高电压下谐振。
[0021] (6)本发明的受电装置相对于送电装置成对,该送电装置具备由主动电极以及被动电极构成的送电装置侧耦合电极、以及对该送电装置侧耦合电极施加高频高电压的高频高电压发生电路,所述受电装置的特征在于,所述受电装置具有:受电装置侧耦合电极,其与所述送电装置侧耦合电极耦合,由主动电极以及被动电极构成;以及受电电路,其与所述受电装置侧耦合电极连接,所述受电电路具备:第1谐振电路,其串联连接在所述受电装置侧耦合电极的主动电极和被动电极之间,包含电感分量以及电容分量;第2谐振电路,其包含所述电容分量、和与该电容分量并联连接的电感分量;和负载电路,其与该第2谐振电路并联连接,所述高频高电压发生电路产生的高频高电压的频率在由第1谐振电路和第2谐振电路的复合谐振确定的2个谐振频率之间设定。
[0022] 发明的效果
[0023] 由于构成第1谐振电路和第2谐振电路耦合的复合谐振系统,因此改善了送电装置和受电装置的匹配,降低了第1谐振电路内的驻波,通过顺畅地向负载传输电气振动能量,能使负载变动的情况下的受电装置侧电压V2和送电装置侧电压V1之比V2/V1稳定化。附图说明
[0024] 图1是表示专利文献1的电力传输系统的基本构成的图。
[0025] 图2是第1实施方式的电力传输系统的构成图。
[0026] 图3是第1实施方式的电力传输系统401的电路图。
[0027] 图4是第1实施方式的电力传输系统401的等效电路图。
[0028] 图5(A)是送电装置101的高频高电压发生电路的方构成图。图5(B)是表示开关电路56的构成和驱动控制电路55的关系的图。
[0029] 图6是第1实施方式的电力传输系统401的其它的等效电路图。
[0030] 图7(A)是表示对第1实施方式的电力传输系统的受电装置201的耦合电极施加的电压V2相对于对送电装置101的耦合电极施加的电压V1的比率(电压变换比)的频率依赖性的图。图7(B)是表示比较对照用的电力传输系统()的电压变换比的频率依赖性的示例的图。
[0031] 图8是第2实施方式的电力传输系统的构成图。
[0032] 图9是第2实施方式的电力传输系统402的等效电路图。
[0033] 图10是第2实施方式的电力传输系统402的等效电路图。
[0034] 图11是表示对第2实施方式的电力传输系统的受电装置202的耦合电极施加的电压V2相对于对送电装置102的耦合电极施加的电压V1的比率(电压变换比)的频率依赖性。
[0035] 图12是第3实施方式的电力传输系统403的等效电路图。

具体实施方式

[0036] 《第1实施方式》
[0037] 图2是第1实施方式的电力传输系统的构成图。在此,特别表示将受电装置201安装在送电装置101上的状态。在送电装置101设有由送电装置侧的主动电极13以及被动电极12构成的送电装置侧耦合电极。在受电装置201设有由受电装置侧主动电极16以及被动电极17构成的受电装置侧耦合电极。
[0038] 在受电装置201设有受电电路15。该受电电路15具备压电变压器32、电感元件L2以及负载电路RL。在受电装置侧的被动电极17连接有压电变压器32的基准电位端子E12,在被动电极17和输出端子E11之间连接有电感元件L2以及负载电路RL。如在后面详述那样,由压电变压器32降压的电压被提供给负载电路RL。负载电路RL由整流平滑电路、以及以从该整流平滑电路输出的直流电压动作的负载构成。
[0039] 在如此将受电装置201安装在送电装置101的状态下,介由高电压电场区域4从送电装置101向受电装置201进行电力传输。
[0040] 本发明的电力传输系统以使用了电场耦合(准静态的电场)的短距离能量传输为基本原理。在波长λ相对于电场振荡源的尺寸或动作范围(距离d)充分长的情况下,即只要是d/λ<<1的关系,准静态的电场都会滞留(被束缚)在电场发生源的附近,向远方的辐射量小到能无视的程度。即,几乎没有作为电磁波辐射能量。
[0041] 另外,电磁波是横模(电场和磁场的两者相对于传播方向垂直),与此相对,在如本发明那样使用了准静态的电场的电力传输中,在与电场相同的方向上传输能量。在处置准静电场的低频带,即适用“Z=V/I”(Z:阻抗、V:电压、I:电流)的公式。
[0042] 前述负载例如具备受电装置201的电源用的二次电池,通过将受电装置201安装在送电装置101,对受电装置201内的二次电池进行充电。
[0043] 图3是第1实施方式的电力传输系统401的电路图。送电装置101的高频高电压发生电路11产生例如100kHz~数十MHz的高频电压。将该高频高电压发生电路11产生的电压施加在被动电极12和主动电极13之间。电容元件CG是主要由被动电极12和主动电极13产生的电容。
[0044] 在受电装置201的被动电极17和主动电极16间连接有由压电变压器32以及电感元件L2构成的降压电路。电容元件CL是主要由被动电极17和主动电极16产生的电容。
[0045] 压电变压器32对施加在基准电位端子E1和输入端子E20间的电压进行降压后,向输出端子E11输出。
[0046] 由送电装置101的被动电极和主动电极构成的耦合电极、和由受电装置201的被动电极和主动电极构成的耦合电极的耦合,能表现为介由互电容Cm来进行耦合。
[0047] 例如,高频高电压发生电路11产生100~3kV的高频高电压,压电变压器32将在电容元件CL感应的电压100~3kV降压为5~12V后输出给负载电路RL。
[0048] 另外,也可以在受电装置201的被动电极17连接压电变压器32的输出端子E11,在被动电极17和基准电位端子E12之间连接电感元件L2以及负载电路RL。即,可以交换基准电位端子E12和输出端子E11。
[0049] 图4是第1实施方式的电力传输系统401的等效电路图。如图4所示,压电变压器32以电容元件C1、C2、电感元件Lp、电容元件Cp、电阻Rp以及理想变压器Tp表现。
[0050] 电容元件C2是压电变压器的等效输出电容,电容元件Cp以及电感元件Lp是电气机械的参数。压电变压器32的谐振频率主要由以电容元件Cp和电感元件Lp构成的谐振电路的谐振确定。电能变换由于介由弹性振动进行,因此具有由压电体陶瓷的弹性波传播速度和尺寸决定的固有谐振频率。通过该压电变压器32、和受电装置201的耦合部的电容元件CL的电容、以及送电装置101的耦合电极部的电容元件CG构成第1谐振电路RC1。通过该第1谐振电路RC1的电路常数来确定第1谐振电路RC1的谐振频率。
[0051] 另外,虽然若增强送电装置和受电装置的耦合就能谋求传输电力的提高,但若为此增大互电容Cm,则对方侧(=送电装置侧)的电容的影响就变得不能忽视,因此,这种情况下,优选将在送电装置侧耦合电极以及受电装置侧耦合电极产生的电容分量CG以及CL包含在第1谐振电路RC1的电容分量内来进行设计。
[0052] 另一方面,由压电变压器32的等效输出电容的电容元件(电容分量)C2和电感元件L2构成第2谐振电路RC2,通过该电容元件C2的电容和电感元件L2的电感来确定第2谐振电路RC2的谐振频率。
[0053] 高频高电压发生电路11产生的高频高电压的频率在第1谐振电路RC1和第2谐振电路RC2的复合谐振(耦合谐振)而引起的2个谐振频率间确定。
[0054] 由于压电变压器32是容性设备,因此,前述电感元件L2还作为负载电路RL和压电变压器32的阻抗匹配电路发挥作用。为此,第1谐振电路RC1内的驻波降低,不在压电变压器32继续不需要的能量,能量顺畅地流向负载电路RL。由此,防止压电变压器32的过热
[0055] 另外,通过在降压电路使用容性设备的压电变压器,与使用绕组变压器的情况相比能使电力送电装置小型化,并能抑制漏磁场。
[0056] 图5(A)是送电装置101的高频高电压发生电路的方块构成图。在此,驱动电源电路51是以商用电源为输入并产生恒定的直流电压(例如DC5V)的电源电路。控制电路52在与下面叙述的各部间输入输出信号来进行各部的控制。
[0057] 驱动控制电路55遵循从控制电路52输出的接通/断开(ON/OFF)信号来使开关电路56的开关元件开关。开关电路56如后面所示那样交替驱动升压电路37的输入部。
[0058] ACV检测电路58,对以被动电极12为基准的对主动电极13的施加电压进行电容分压,生成对分压的交流电压整流而得到的直流电压,作为检测信号V(ACV)。该ACV检测电路58相当于本发明所涉及的“电压检测电路”。控制电路52读取该检测信号V(ACV),对高频高电压发生电路的产生电压进行反馈控制,以使得该检测信号V(ACV)成为恒定。进行该反馈控制的控制电路52相当于本发明所涉及的“电压稳定化电路”。
[0059] 图5(B)是表示前述开关电路56的构成和驱动控制电路55的关系的图。开关电路56通过高侧的开关元件和低侧的开关元件的接通/断开来进行推挽动作,交替驱动升压电路37。
[0060] 图6是第1实施方式的电力传输系统401的其它的等效电路图。该等效电路使复合了前述第1谐振电路和第2谐振电路的等效电路。在此,电容器Co相当于在送电装置以及受电装置的耦合电极部产生的电容分量,电容器C相当于图4所示的电容器Cp,电感器L相当于图4所示的电感器Lp。
[0061] 图7(A)是表示对第1实施方式的电力传输系统的受电装置201的耦合电极施加的电压V2相对于对送电装置101的耦合电极施加的电压V1的比率(电压变换比)的频率依赖性的图。在此,示出将由送电装置101的被动电极和主动电极构成的耦合电极、与由受电装置201的被动电极和主动电极构成的耦合电极的耦合度设为恒定,使负载变化的情况。
[0062] 在图7(A)中,谐振频率f0的频率ω0(=2πf0)如下式所示。
[0063] [数1]
[0064]
[0065] 另外,谐振频率f1的角频率ω1(=2πf1)如下式所示。
[0066] [数2]
[0067]
[0068] 进而,谐振频率f2的角频率ω2(=2πf2)如下式所示。
[0069] [数3]
[0070]
[0071] 图7(B)是表示比较对照用电力传输系统的前述电压变换比的频率依赖性的示例的图。该比较对照用电力传输系统的受电装置是未设置图3、图4所示的电感元件L2的构成。因此,比较对照用电力传输系统的受电装置中,不存在第2谐振电路(图4中的RC2)[0072] 在图7(A)、图7(B)中,特性曲线(1)~(10)表示使电阻R的电阻值在10Ω~10kΩ的范围内变化时的在各电阻值下的特性。括号内的数字越大表示负载电阻的值越大。
在图7(B)中,(5)以上的高电阻负载下的电压变换比V2/V1的峰值大大超出图的范围。
[0073] 若使用不具备第2谐振电路的受电装置,则如图7(B)所明确那样,可知随着负载电阻变高而电压变换比V2/V1增大,在无负载下变得过大。图7(B)中的标记m17是额定负载下的电压变换比V2/V1,但由于在该额定负载下能确保电压变换比V2/V1的频率(约305kHz)、和电压变换比V2/V1成为过大的频率(约309kHz)非常接近,因此,电压变换比V2/V1因伴随负载变动的频率变动而变化,受电装置侧电压V2较大地变化。为此,对负载变动要求精密、灵敏的控制。
[0074] 与此相对,根据本发明的第1实施方式,如图7(A)所示那样,电压变换比V2/V1变得过大的频率是280kHz以及330kHz,都大幅地偏离驱动频率(约305kHz),即使驱动频率因负载变动而变动,也能保持电压变换比V2/V1的大致恒定。
[0075] 在将送电装置的耦合电极和受电装置的耦合电极的耦合度设为恒定、使负载变动的情况下,最好将表示电压变换比V2/V1为极大或极小的频率f0设为驱动频率。按照使负载R的电阻值从低电阻侧向10kΩ靠近的情况下成为极小的频率、与使负载R的电阻值从高电阻侧向10Ω靠近的情况下成为极大的频率相一致的方式,设定图6的等效电路常数,若使f1以及f2偏离f0,则能使电压变换比V2/V1的变动较小。
[0076] 若将表示图7(A)的特性曲线(3)、(4)的负载R的电阻值设定为额定负载,则成为相对于电压变换比V2/V1的频率的倾斜不陡峭、稳定的电路。另外,还能比较简易地构成寻找从高电阻侧靠近10Ω的情况下成为极大的频率的追踪控制电路。
[0077] 如此,若在第1谐振电路RC1以及第2谐振电路RC2的复合谐振引起的2个谐振频率间确定驱动频率fd,则由于成为电压变换比V2/V1的变化相对于频率变化较小的关系,因此,能使负载变动的情况下的受电装置侧电压V2和送电装置侧电压V1之比V2/V1稳定化。
[0078] 特别是,若将驱动频率fd确定为图7(A)的标记m17(额定负载下的电压变换比V2/V1表示峰值的频率)的频率,则即使在负载变动的情况下,也能进一步使电压变换比V2/V1稳定化。
[0079] 如此,若使电压变换比V2/V1成为恒定来确定送电装置的高频高电压发生电路11的驱动频率,则只要使送电装置侧的电压V1成为恒定来控制高频高电压发生电路11即可。即不用直接监视受电装置侧的电压V2,能通过检测送电装置侧的电压V1来进行反馈控制,由此使受电装置侧的电压V2恒定。
[0080] 另外,由于驱动频率需要设为恒定,因此不能进行基于频率控制的产生电压控制。为此,图5(A)所示的控制电路52只要介由驱动控制电路55控制开关电路56的占空比即可。或者也可以控制驱动电源电路51产生的电压。
[0081] 若送电装置的耦合电极和受电装置的耦合电极的位置关系移位,则与此相应而耦合度变动。在如此耦合度变动这样的情况下,由于电压变换比V2/V1会发生变化,因此,只要对应于该耦合度使高频高电压发生电路11产生的电压变化即可。耦合度能通过与受电装置的协作或谐振频率的测定来估计。
[0082] 另外,若在受电装置侧具备电压检测部,将其信息反馈到送电装置侧,则能进一步使受电装置侧的电压V2稳定化。
[0083] 根据第1实施方式,在使用频率特性陡峭的压电变压器的情况下也能有效果地减轻特性变动对频率变动的影响。另外,在将压电变压器用作第1谐振电路的情况下,能实现不会无谓地在压电变压器积蓄能量的构成,能抑制压电变压器的发热,能将能量效率良好地取出到负载。
[0084] 《第2实施方式》
[0085] 图8是第2实施方式的电力传输系统402的构成图。在此,特别示出将受电装置202安装在送电装置102上的状态下的截面。送电装置102具有:基座部10D、和与其正交的靠背部10B。在送电装置102的壳体内部沿基座部10D设置送电装置侧被动电极12。在靠背部10B设置送电装置侧主动电极13。在受电装置202的壳体内部,在下部设置受电装置侧被动电极17。在背面附近设置受电装置侧主动电极16。
[0086] 在如此将受电装置202安装在送电装置102的状态下,进行从送电装置102向受电装置202的电力传输。
[0087] 图9是第2实施方式的电力传输系统402的等效电路图。在图9中,送电装置102的高频电压发生电路OSC产生规定的驱动频率的高频电压。由升压变压器TG构成的升压电路37对高频高电压发生电路OSC产生的电压进行升压,并施加在被动电极12和主动电极13之间(参照图8)。电容元件CG主要是由被动电极12和主动电极13产生的电容。
[0088] 在受电装置202的被动电极17和主动电极16之间(参照图8),连接有由降压变压器TL构成的降压变压器45。电容元件CL是主要由被动电极17和主动电极16产生的电容。在降压变压器TL的二次侧连接有负载电路RL。该负载电路RL由整流平滑电路以及二次电池构成,其中该整流平滑电路由二极管和电容器构成。送电装置102的耦合电极和受电装置202的耦合电极的耦合如图9中所示那样,能表现为介由互电容Cm耦合。
[0089] 图10是第2实施方式的电力传输系统402的等效电路图。前述降压变压器45如图10所示那样,表示为电容元件C2、电感元件Ls、电阻Rs以及理想变压器T。
[0090] 电感元件Ls是变压器的电感分量,电容元件C2是寄生电容,电阻Rs是绕组的电阻分量。通过该降压变压器45、和受电装置202的耦合电极部的电容元件CL的电容以及送电装置102的耦合电极部的电容元件CG的电容构成第1谐振电路RC1。通过该第1谐振电路RC1的电路常数来确定其谐振频率。
[0091] 另一方面,通过前述寄生电容的电容元件C2和电感元件L2构成第2谐振电路RC2,通过该电容元件C2的电容和电感元件L2的电感来确定第2谐振电路RC2的谐振频率。
[0092] 高频高电压发生电路31产生的高频高电压的频率在第1谐振电路RC1和第2谐振电路RC2的复合谐振而引起的2个谐振频率间确定。
[0093] 图11表示对第2实施方式的电力传输系统的受电装置202的耦合电极施加的电压V2相对于对送电装置102的耦合电极施加的电压V1的比率(电压变换比)的频率依赖性。在此,示出将由送电装置102的被动电极和主动电极构成的耦合电极、与由受电装置202的被动电极和主动电极构成的耦合电极的耦合度设定为恒定,并使负载变动的情况。
[0094] 在图11中,特性曲线(1)~(10)示出使负载电路RL的电阻值在10Ω~10kΩ的范围内变化时的各电阻值下的特性。括号内的数字越大则负载电阻的值越大。
[0095] 根据本发明的第2实施方式,电压变换比V2/V1成为过大的频率,为0.2MHz以及0.45MHz,大幅地偏离驱动频率(约0.3MHz)。由此,即使因负载变动等而驱动频率发生变动,也能将电压变换比V2/V1保持为大致恒定。
[0096] 如此,对于具备使用绕组型的变压器的受电装置的电源传输系统,若使电压变换比V2/V1恒定地确定送电装置的高频高电压发生电路31的驱动频率,则使送电装置侧的电压V1恒定地控制高频高电压发生电路31即可。由此能使受电装置侧的电压V2恒定。
[0097] 《第3实施方式》
[0098] 图12是第3实施方式的电力传输系统403的等效电路图。该电力传输系统403具备送电装置103以及受电装置203。受电装置203的构成与第2实施方式所示点受电装置202相同。送电装置103具备升压变压器。该升压变压器以图12中的理想变压器Tr、电阻Rr以及电感元件Lr来表示。通过该理想变压器Tr、电阻Rr、电感元件Lr以及耦合电极部的电容元件CG、CL来确定第3谐振电路RC3的谐振频率。
[0099] 第3谐振电路RC3按照以高频高电压发生电路OSC产生的高频高电压的频率谐振的方式来确定谐振频率。
[0100] 根据第3实施方式,通过在施加于送电装置侧耦合电极的高频高电压下让第3谐振电路RC3谐振,能提高升压比,并且,由于使第3谐振电路RC3谐振,因此能抑制高次谐波。另外,由于能抵消电抗分量,因此,能进行阻抗匹配来提高从送电装置向受电装置的电力传输效率。
[0101] 符号的说明
[0102] C1、C2 电容元件
[0103] CG、CL 电容元件
[0104] Cm 互电容
[0105] Cp 电容元件
[0106] E11 输出端子
[0107] E12 基准电位端子
[0108] E20 输入端子
[0109] L2 电感元件
[0110] Lp 电感元件
[0111] Lr 电感元件
[0112] Ls 电感元件
[0113] OSC 高频电压发生电路
[0114] RC1 第1谐振电路
[0115] RC2 第2谐振电路
[0116] RC3 第3谐振电路
[0117] RL 负载电路
[0118] Rp、Rr、Rs 电阻
[0119] TG 升压变压器
[0120] TL 降压变压器
[0121] T、Tp、Tr 理想变压器
[0122] V 检测信号
[0123] V1 送电装置侧电压
[0124] V2 受电装置侧电压
[0125] 11 高频高电压发生电路
[0126] 12 送电装置侧被动电极
[0127] 13 送电装置侧主动电极
[0128] 15 受电电路
[0129] 16 受电装置侧主动电极
[0130] 17 受电装置侧被动电极
[0131] 31 高频高电压发生电路
[0132] 32 压电变压器
[0133] 37 升压电路
[0134] 45 降压变压器
[0135] 51 驱动电源电路
[0136] 52 控制电路
[0137] 55 驱动控制电路
[0138] 56 开关电路
[0139] 58 ACV检测电路
[0140] 101~103 送电装置
[0141] 201~203 受电装置
[0142] 401~403 电力传输系统
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