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升压变换器及其控制方法
申请号	CN201510087126.1	申请日	2015-02-25	公开(公告)号	CN104883055B	公开(公告)日	2017-12-26
申请人	丰田自动车株式会社;			发明人	利行健;
摘要	本发明提供了一种升压变换器。所述升压变换器包括：电感器，其被配置为具有与输入电源相连接的一个端子；开关元件，其被配置为连接在电感器的另一个端子和基准电位端子之间；整流器，其被配置为连接在电感器的另一个端子和输出端子之间；以及控制器，其被配置为：通过在开关周期中对开关元件施加工作驱动使得将要流进电感器的电流的指令值等于在开关周期中的关断期间流进电感器的电流的平均值，利用电感器来升高输入电源的电压，在关断期间，开关元件是不工作的；以及使所述电压从所述输出端子输出。
权利要求	1.一种升压变换器，包括：电感器，其被配置为具有与输入电源相连接的一个端子；开关元件，其被配置为连接在所述电感器的另一个端子和基准电位端子之间；整流器，其被配置为连接在所述电感器的所述另一个端子和输出端子之间；以及控制器，其被配置为：通过在开关周期中对所述开关元件施加工作驱动使得将要流进所述电感器的电流的指令值等于在所述开关周期中的关断期间流进所述电感器的电流的平均值，利用所述电感器来升高所述输入电源的电压，在所述关断期间，所述开关元件是不工作的；以及使所述电压从所述输出端子输出。 2.根据权利要求1所述的升压变换器，其中所述控制器包括：电流模式判定单元，其被配置为判定当前模式是连续电流模式还是不连续电流模式，在所述连续电流模式下，所述电流在所述开关周期的整个期间一直流进所述电感器的状态持续，在所述不连续电流模式下，在所述开关周期内流进所述电感器的电流变成零的持续时间被包括在内；控制式变更单元，其被配置为根据所述电流模式判定单元的判定结果来改变用于计算工作指令值的控制式，所述工作指令值被用来对所述开关元件施加所述工作驱动；以及驱动单元，其被配置为基于按照由所述控制式变更单元改变的所述控制式计算出的所述工作指令值来对所述开关元件施加所述工作驱动。 3.根据权利要求2所述的升压变换器，其中所述电流模式判定单元基于所述电流指令值或流进所述电感器的所述电流的监测值是否大于或等于预定阈值来判定所述当前模式。 4.根据权利要求2或3所述的升压变换器，其中当所述电流模式判定单元判定所述当前模式为所述连续电流模式时，所述控制式变更单元将所述控制式改变为以下的公式(A)，或者当所述电流模式判定单元判定所述当前模式为所述不连续电流模式时，所述控制式变更单元将所述控制式改变为以下的公式(B)，其中D表示所述工作指令值，ILcm表示所述电流指令值，L表示所述电感器的电感值，IL表示流进所述电感器的所述电流的监测值，T表示所述开关周期，Vi表示所述输入电源的所述电压，且Vo表示所述输出端子的电压。 5.根据权利要求1至3中任一项所述的升压变换器，其中所述整流器是二极管以允许电流从所述电感器的所述另一个端子流至所述输出端子。 6.一种升压变换器的控制方法，所述升压变换器包括：电感器，其被配置为具有与输入电源相连接的一个端子；开关元件，其被配置为连接在所述电感器的另一个端子和基准电位端子之间；以及整流器，其被配置为连接在所述电感器的所述另一个端子和输出端子之间，所述方法包括：通过在开关周期中对所述开关元件施加工作驱动使得将要流进所述电感器的电流的指令值等于在所述开关周期中的关断期间流进所述电感器的电流的平均值，利用所述电感器来升高所述输入电源的电压，在所述关断期间，所述开关元件是不工作的；以及使所述电压从所述输出端子输出。
说明书全文	升压变换器及其控制方法技术领域 [0001] 本公开在这里主要涉及一种升压变换器及其控制方法。背景技术 [0002] 升压变换器已知是通过在开关周期中对开关元件施加工作驱动，并通过利用电感器来升高输入电源的电压，从而输出升高后的电压(参见，例如，专利文献1和2)。该升压变换器包括：电感器，其具有与输入电源相连接的一个端子；开关元件，其连接在所述电感器的另一个端子和接地端子之间；以及二极管，其连接在所述电感器的另一个端子和负载侧的输出端子之间。 [0003] 在升压变换器中，控制器基于在开关周期期间流进电感器的电流的平均值来控制开关元件的工作驱动。特别地，控制器基于计算出的使得将要流进电感器的电流的指令值等于在开关周期期间流进电感器的电流的平均值的工作指令值来对开关元件施加工作驱动。 [0004] 当开关元件被接通时，从输入电源侧流进电感器的电流不经由二极管流至负载侧，而是经由开关元件流至接地端子侧。在开关元件处于接通的时候，流进电感器的电流逐渐增大。然后，当开关元件从接通切换至关断时，电感器的另一个端子的电位从几乎为零上升至等于输出端子的输出电压的水平，且从输入电源侧流进电感器的电流不经由开关元件流至接地端子侧，而是经由二极管流至负载侧。在开关元件处于关断时，流进电感器的电流从开关元件从接通切换至关断时所取得的峰值起逐渐减小。因此，通过反复接通和关断开关元件，能够升高输入电源的电压以从输出端子输出至负载侧。 [0005] [现有技术文献] [0006] [专利文献] [0007] [专利文献1]公开号为2009-201247的日本早期公开专利 [0008] [专利文献2]公开号为2011-254646的日本早期公开专利 [0009] 附带地，从输入电源侧流进电感器的电流经由二极管流至负载侧的时间为开关周期的整个期间内的关断期间，在该关断期间，开关元件为关断的。在这点上，有助于输出端子的输出电压变化的电荷是由在开关周期内的开关元件的关断期间流进电感器的电流所产生的电荷。因此，如果流至负载的输出电流的变化与开关周期相比足够慢，则在输出端子处的输出电压变化由在开关周期内的开关元件的关断期间流进电感器的电流(电荷)的时间积分值来确定，其与在开关元件的关断期间流进电感器的电流的平均值成比例。 [0010] 在连续电流模式下，其中在开关周期的整个期间不存在流进电感器的电流变成零的持续时间，即，电流保持流进电感器的状态持续，在开关周期的整个期间流进电感器的电流的平均值等于在开关周期内的开关元件的关断期间流进电感器的电流的平均值。另一方面，在不连续电流模式下，其中在开关周期的整个期间存在流进电感器的电流变成零的持续时间，在开关周期的整个期间流进电感器的电流的平均值不等于在开关周期内的开关元件的关断期间流进电感器的电流的平均值。 [0011] 在这点上，如在专利文献1或2中所述的升压变换器中，在基于在开关周期的整个期间流进电感器的电流的平均值来执行开关元件的工作驱动的控制方法中，在连续电流模式下，在开关周期的整个期间在电感器电流的平均值和输出电压变化之间保持线性。因此，电感器电流指令值可以被设定为本来要求的电流指令值。然而，另一方面，在不连续电流模式下，在开关周期的整个期间在电感器电流的平均值和输出电压变化之间不保持线性。因此，在电感器电流指令值和本来要求的电流指令值之间产生有误差。 [0012] 因此，如果在连续电流模式和不连续电流模式之间不加以区别的情况下，基于在开关周期的整个期间流进电感器的电流的平均值来执行开关元件的工作驱动，则针对电流指令值的工作指令值在连续电流模式和不连续电流模式之间是不连续的。因此，当连续电流模式和不连续电流模式被切换时，对于输出电压来说降低了稳定性。 [0013] 本发明提供一种升压变换器及其控制方法，其中当连续电流模式和不连续电流模式被切换时，输出电压的稳定性提高。发明内容 [0014] 根据本发明的至少一个实施例，升压变换器包括：电感器，其被配置为具有与输入电源相连接的一个端子；开关元件，其被配置为连接在电感器的另一个端子和基准电位端子之间；整流器，其被配置为连接在电感器的另一个端子和输出端子之间；以及控制器，其被配置为：通过在开关周期中对开关元件施加工作驱动使得将要流进电感器的电流的指令值等于在开关周期中的关断期间流进电感器的电流的平均值，利用电感器来升高输入电源的电压，在关断期间，开关元件是不工作的；以及使电压从输出端子输出。 [0015] 根据本发明的至少一个实施例，有一种升压变换器的控制方法，所述升压变换器包括：电感器，其被配置为具有与输入电源相连接的一个端子；开关元件，其被配置为连接在电感器的另一个端子和基准电位端子之间；以及整流器，其被配置为连接在电感器的另一个端子和输出端子之间，所述方法包括：通过在开关周期中对开关元件施加工作驱动使得将要流进电感器的电流的指令值等于在开关周期中的关断期间流进电感器的电流的平均值，利用电感器来升高输入电源的电压，在关断期间，开关元件是不工作的；以及使电压从输出端子输出。 [0016] 根据本发明的至少一个实施例，当在连续电流模式和不连续电流模式之间切换时，提高了输出电压的稳定性。附图说明 [0017] 图1是根据本发明的实施例的升压变换器的电路配置图； [0018] 图2是根据实施例的包括在升压变换器中的控制器的配置图； [0019] 图3是示出在连续电流模式下流进电感器的电流IL的时间波形的示例的图； [0020] 图4是示出在不连续电流模式下流进电感器的电流IL的时间波形的示例的图； [0021] 图5是示出根据实施例的在升压变换器的配置和在各个点流动的电流IL、Ih和Io的时间波形之间的关系的图； [0022] 图6是示出在根据实施例的升压变换器中，电感器电流指令值ILcm与分别在连续电流模式下和不连续电流模式下的工作指令值D之间的关系的图；以及 [0023] 图7是在根据实施例的升压变换器中，所执行的对连续电流模式和不连续电流模式加以区别从而判定模式的控制程序的示例的流程图。具体实施方式 [0024] 在下面，将参照附图描述根据本发明的升压变换器的实施例。 [0025] 图1示出根据本发明的实施例的升压变换器10的电路配置图。本实施例中的升压变换器10是升高和输出输入电源的电压的斩波型DC-DC变换器。升压变换器10用于，例如，驱动用于行进的电动机，和/或控制内置于混合动力车辆或电动车辆中的电动转向系统的电源。 [0026] 如图1所示，升压变换器10包括输入电源12、滤波电容器14、电感器16、开关元件18、二极管20和22，以及平滑电容器24。升压变换器10是通过执行开关元件18在预定的多个开关周期T内反复地被接通和关断的工作驱动，来执行将由输入电源12输出的DC电压Vi(例如，200V或12V)升高到期望的DC电压(例如，650V或42V)的升压动作的电路。 [0027] 输入电源12是输出预定电压Vi的诸如车内电池的电源。滤波电容器14在正极端子和负极端子(接地端子)之间与输入电源12并联连接。滤波电容器14是稳定由输入电源12输出的电压Vi的电容器。滤波电容器14具有预定电容量Ci。 [0028] 电感器16被配置为使它的一个端子与输入电源12的正极端子相连接，且使它的另一个端子经由开关元件18与接地端子相连接，该另一个端子还经由二极管22与输出端子相连接。电感器16在升压变换器10执行升压动作时工作以使升压变换器10充电或放电。电感器16具有预定的电感值L。 [0029] 开关元件18是诸如绝缘栅双极晶体管(IGBT)的功率半导体元件。值得注意的是，开关元件18可以是MOSFET。开关元件18被配置为使集电极与电感器16的另一个端子相连接，且使发射极与接地端子相连接。随着被输入栅极的来自控制器30的工作指令值D，开关元件18被接通和关断。 [0030] 二极管20在集电极和发射极之间与开关元件18并联连接。特别地，二极管20被配置为使阳极与开关元件18的发射极和接地端子相连接，且使阴极与开关元件18的集电极和电感器的另一个端子相连接。二极管20形成于作为开关元件18的半导体衬底上。二极管20是仅允许电流从开关元件18的发射极侧流至集电极侧的整流器。 [0031] 二极管22被配置为使阳极与电感器16的另一个端子和二极管20的阴极相连接，使阴极与输出端子相连接。二极管22是仅允许电流从电感器16的另一个端子侧流至输出端子侧的整流器。 [0032] 值得注意的是，二极管22可以与另一个开关元件(未示出)并联连接，其将是与上述开关元件18配对的另一个功率半导体元件。在这种情况下，开关元件18和二极管20构成下臂，而二极管22和与二极管22并联连接的另一个开关元件构成上臂。另外，与二极管22并联连接的另一个开关元件可以在升压变换器10执行升压动作时被关断，或可以相对于开关元件18被施加反相工作驱动。此外，与二极管22并联连接的另一个开关元件可以在升压变换器10执行降压动作时被接通。 [0033] 平滑电容器24连接在输出端子和接地端子之间。平滑电容器24是用来平滑在输出端子处所产生的电压(输出电压)Vo的电容器。平滑电容器24具有预定的电容量Cm。诸如电动机的负载26与平滑电容器24并联连接。也就是，负载26连接在输出端子和接地端子之间。负载26被从输出端子侧供给的具有输出电压Vo的电流Io驱动以运行。 [0034] 在升压变换器10中，当开关元件18通过随着来自控制器30的工作指令值D的工作驱动而被接通时，电流按顺序流经输入电源12的正极端子、电感器16、开关元件18和接地端子。也就是，从输入电源12流至电感器16的电流不经由二极管22流至具有较高电位的输出端子侧，而是经由开关元件18流至接地端子侧。在开关元件18的接通期间，从输入电源侧12流进电感器16的电流IL随着时间的推移而逐渐增加。此时，电流IL的时间增加量为Vi/L。 [0035] 接下来，当开关元件18从工作状态切换至不工作状态时，电感器16的另一个端子侧的电位从几乎为零上升至等于输出端子的输出电压Vo的水平，且电流按顺序流经输入电源12的正极端子、电感器16、二极管22以及输出端子。也就是，从输入电源12流进电感器16的电流不经由开关元件18流至接地端子侧，而是经由二极管22流至具有较高电位的输出端子侧。在开关元件18的关断期间，从输入电源侧12流进电感器16的电流IL随时间的推移从开关元件18从接通切换至关断时所取得的电流IL的峰值逐渐减小。此时，电流IL的时间减小量为(Vo-Vi)/L。 [0036] 这之后，开关元件18在预定的多个开关周期T内反复取得工作状态和不工作状态，这使得从输入电源12流进电感器16的电流IL反复地增加和减小。 [0037] 这样，在本实施例中，开关元件18的工作状态使得从输入电源12流进电感器16的电流IL增加，开关元件18从工作状态至不工作状态的切换使得电感器16的另一个端子的电位从几乎为零上升至等于输出端子的输出电压Vo的水平，且开关元件18的不工作状态使得从输入电源12流进电感器16的电流IL在从峰值减小的同时流至输出端子侧。 [0038] 开关元件18的这种工作驱动能够升高来自输入电源12的电压Vi，从而作为输出电压Vo从输出端子输出。另外，在开关元件18处于不工作状态的关断期间，从输入电源12流进电感器16的电流IL流至输出端子侧。因此，在关断期间，通过电流IL的电荷，平滑电容器24能够被充电，或能够给负载26供电。值得注意的是，在开关元件18处于工作状态的接通期间，尽管从输入电源12流进电感器16的电流IL不流至输出端子侧，但由于平滑电容器24被放电所以保持了给负载26的供电。不管开关元件18处于接通期间还是关断期间，供给负载26的电流Io都保持几乎是恒定的。 [0039] 因此，根据本实施例，通过对单个开关元件18施加工作驱动(所谓的“一侧元件驱动”)，输入电源12的输入电压Vi能够被升高直到期望的电压。在这点上，本实施例中的升压变换器10不需要给升压动作提供死区时间，其在为了防止上臂和下臂同时被接通的如下配置中将是被要求的：该配置通过使上臂的开关元件和下臂的开关元件各自的相位彼此反相来对它们施加工作驱动。因此，本实施例中的升压变换器10能够有效地实施升压动作，且能够使开关频率更高。 [0040] 接下来，参照图2至图7，将描述在本实施例的升压变换器10中，计算当控制器30对开关元件18施加工作驱动时所使用的工作指令值的方法。 [0041] 图2示出包括在本实施例中的升压变换器10中的控制器30的配置图。图3示出代表在连续电流模式下流进电感器16的电流IL的时间波形的示例的图。图4示出代表在不连续电流模式下流进电感器16的电流IL的时间波形的示例的图。图5示出根据本实施例代表升压变换器10的配置和在各个点流动的电流IL、Ih和Io的时间波形之间的关系的图。图6示出在根据本实施例的升压变换器10中，代表电感器电流指令值ILcm与分别在连续电流模式下和不连续电流模式下的工作指令值D之间的关系的图。另外，图7示出在根据本实施例的升压变换器10中，所执行的对连续电流模式和不连续电流模式加以区别从而判定模式的控制程序的示例的流程图。 [0042] 值得注意的是，在图6中，由实直线MC代表电感器电流指令值ILcm和连续电流模式下的工作指令值D之间的关系。另外，如在本实施例的升压变换器10中所实施的那样，由实曲线MU1代表电感器电流指令值ILcm和不连续电流模式下的工作指令值D之间的关系。此外，由虚曲线MU2代表在对比示例中电感器电流指令值ILcm和不连续电流模式下的工作指令值D之间的关系，其实施于基于在开关周期的整个期间流进电感器16的电流的平均值来对开关元件18施加工作驱动的对比示例中。 [0043] 控制器30主要配置有微型计算机，且包括电压控制器32和电流控制器34。电压控制器32接收作为输入的由升压变换器10从输出端子输出的目标输出电压Vcm(以下称为“输出电压目标值”)，且还接收作为输入的在输出端子处所产生的输出电压Vo的实际监测值(以下称为“输出电压监测值Vo”)。值得注意的是，可以提前确定输出电压目标值Vcm。 [0044] 电压控制器32包括差分器36和PI控制器38。差分器36计算作为输入所接收的输出电压目标值Vcm和输出电压监测值Vo之间的差分(或差分的平方)。另外，基于由差分器36计算出来的差分，PI控制器38通过PI控制设定将要流进电感器16的电流的指令值ILcm(以下称为“电感器电流指令值”)。例如，当输出电压监测值Vo小于输出电压目标值Vcm时，电感器电流指令值ILcm被设定为较大值。 [0045] 值得注意的是，在与开关周期T相比足够长的期间内保持上述所设定的电感器电流指令值ILcm为相同值。另外，电压控制器32可以包括PID控制器，而不是PI控制器38，且可以基于由差分器36计算出来的差分通过PID控制来设定电感器电流指令值ILcm。 [0046] 电压控制器32的输出与电流控制器34的输入连接。电压控制器32将基于输出电压目标值Vcm和输出电压监测值Vo之间的差分所设定的电感器电流指令值ILcm输出给电流控制器34。也就是，由电压控制器32所设定的电感器电流指令值ILcm被输入到电流控制器34中。 [0047] 电流控制器34还接收作为输入的流进电感器16的电流IL的实际监测值(以下称为“电感器电流监测值IL”)，且还接收作为输入的在输出端子处所产生的输出电压监测值Vo、由输入电源12输出的输入电压Vi以及电感器16的电感值L。值得注意的是，可以提前确定电感值L。 [0048] 电流控制器34包括电流模式判定单元40、控制式变更单元42以及驱动单元44。电流控制器34基于输入值，即，将在后面详细描述的电感器电流指令值ILcm、电感器电流监测值IL、输出电压监测值Vo、输入电压Vi以及电感值L来计算工作指令值D。值得注意的是，在与开关周期T相比足够长的期间内保持所计算的工作指令值D为相同值。 [0049] 电流控制器34的输出与开关元件18的栅极连接。电流控制器34随着计算出来的工作指令值D而产生在预定的多个开关周期T内反复地取得高电平和低电平的栅极信号，并将信号作为控制器30的输出供给开关元件18的栅极。开关元件18基于被输入栅极的、随着来自控制器30的工作指令值D的栅极信号而被接通和关断。 [0050] 在升压变换器10中，流进电感器16的电流IL根据开关元件18的接通和关断的占空比(接通期间Ton/(接通期间Ton+关断期间Toff))来变化。特别地，当占空比越大时电流IL越大，且当占空比越小时电流IL越小。 [0051] 另外，在如升压变换器10中的，输入电压Vi通过所谓的“一侧元件驱动”升高直到期望电压以从输出端子输出的配置中，存在有两种模式。一种是连续电流模式，在连续电流模式下，电流IL在开关元件18的接通和关断切换的周期的整个期间(即，开关周期T(＝Ton+Toff))保持流进电感器16的状态持续。另一种是不连续电流模式，在不连续电流模式下，存在有在开关周期的整个期间内流进电感器16的电流IL为零的持续时间。 [0052] 当升压变换器10的占空比大于或等于预定值时，流进电感器16的电流IL比较大，且模式为连续电流模式。另一方面，当升压变换器10的占空比小于预定值时，流进电感器16的电流IL比较小，且模式为不连续电流模式。在这点上，连续电流模式和不连续电流模式根据电感器电流指令值ILcm是否大于或等于预定值Ith来切换。值得注意的是，不连续电流模式包括电流流进电感器16的期间Toffx，和流进电感器16的电流为零的持续时间Tz(＝T-Ton-Toffx)。 [0053] 在本实施例的升压变换器10中，为了对开关元件18施加工作驱动，控制器30使电流控制器34基于来自电压控制器32的电感器电流指令值ILcm来计算工作指令值D。电流控制器34为开关元件18计算工作指令值D使得电感器电流指令值ILcm等于在开关周期T的关断期间Toff流进电感器16的电流IL的平均值，在关断期间开关元件18是不工作的。 [0054] 值得注意的是，从输入电源12流进电感器16的电流IL经由二极管22流至输出端子侧的时间仅仅为在开关周期T中开关元件18是关断的关断期间Toff。也就是，流进电感器16的电流IL在开关元件18的关断期间Toff作为电流Ih流至输出端子。在这点上，有助于在输出端子处所产生的输出电压变化ΔVo的电荷是由在开关周期T中的开关元件18的关断期间Toff流进电感器16的电流IL(即，输出端子侧电流Ih)所产生的电荷。 [0055] 因此，如果与开关周期T相比流至负载26的输出电流Io变化得足够慢，则输出电压变化ΔVo由在开关周期内的开关元件的关断期间Toff流进电感器16的电流IL的时间积分值(即，电流Ih的时间积分值Qh)来确定，其与在开关元件18的关断期间Toff流进电感器16的电流IL(＝Ih)的平均值Iave成比例(ΔVo＝(Qh-Qo)/Cm)。这里，Qh是从电感器16侧供给输出端子侧的电荷，其满足Qh＝Iave·Toff。另外，Qo是供给负载26的电荷。 [0056] 在连续电流模式下，在开关元件18的关断期间Toff流进电感器16的电流IL从一开始到关断期间Toff的结束持续地流至输出端子侧，且电流IL在关断期间Toff按照斜率(Vo-Vi)/L成比例地减小。在这种情况下，在开关元件18的关断期间Toff流进电感器16的电流IL的平均值Iave是Ip/2，其为在关断期间Toff电流IL的初始值和最终值的中间值。 [0057] 另一方面，在不连续电流模式下，尽管在开关元件18的关断期间Toff流进电感器16的电流IL流至输出端子侧，但电流IL实际上流进电感器16的时间仅为电流IL大于零的期间Toffx。因此，电流IL仅在期间Toffx从电感器16侧流至输出端子侧。在这种情况下，在开关元件18的关断期间Toff流进电感器16的电流IL的平均值Iave为Iave＝(Ip/2)·(Toffx/Toff)，其中Ip/2是在关断期间Toff电流IL的初始值和最终值的中间值，其乘以Toffx/Toff来获得Iave。 [0058] 因此，假设从电感器16侧供给输出端子侧的所有电荷都流至负载26侧，在连续电流模式下，每个开关周期T(一个周期)供给负载26的电荷Qo是Toff·Ip/2，而在不连续电流模式下，每个开关周期T供给负载26的电荷Qo是Toffx·Ip/2。 [0059] 于是，当为开关元件18计算工作指令值D(＝Ton/T＝1-Toff/T)时，遵照以下公式(1)，控制器30的电流控制器34控制电感器电流指令值ILcm使其等于在开关周期T中的关断期间Toff流进电感器16的电流IL的平均值，在关断期间Toff，开关元件18是不工作的。在连续电流模式下，既然如上所述满足Qo＝Toff·Ip/2，则电流控制器34遵照以下公式(2)执行控制。另一方面，在不连续电流模式下，既然如上所述满足Qo＝Toffx·Ip/2，则电流控制器34遵照以下公式(3)执行控制。 [0060] ILcm·(1-D)＝Qo/T＝Io...(1) [0061] ILcm·(1-D)＝(Ip/2)·Toff/T…(2) [0062] ILcm·(1-D)＝(Ip/2)·Toffx/T…(3) [0063] 特别地，电流控制器34首先使电流模式判定单元40基于作为输入所接收的电感器电流监测值IL，或来自电压控制器32的电感器电流指令值ILcm来判定当前模式是连续电流模式还是不连续电流模式(步骤100至104)。 [0064] 根据电感器电流监测值IL是否大于或等于预定阈值Ith1，切换连续电流模式和不连续电流模式；如果满足IL≥Ith1，则设定连续电流模式；或如果不满足IL≥Ith1，则设定不连续电流模式。另外，根据电感器电流指令值ILcm是否大于或等于预定阈值Ith2，切换连续电流模式和不连续电流模式；如果满足ILcm≥Ith2，则设定连续电流模式；或如果满足ILcm＜Ith2，则设定不连续电流模式。 [0065] 电流控制器34使电流模式判定单元40判定作为输入所接收的电感器电流监测值IL是否大于或等于预定阈值Ith1，或判定所输入的电感器电流指令值ILcm是否大于或等于预定阈值Ith2(步骤100)。然后，如果判定满足IL≥Ith1或满足ILcm≥Ith2，则电流控制器34判定当前模式是连续电流模式，并为连续电流模式执行以下操作(步骤102)。另一方面，如果判定不满足IL≥Ith1或满足ILcm＜Ith2，则电流控制器34判定当前模式是不连续电流模式，并为不连续电流模式执行以下操作(步骤104)。 [0066] 特别地，在已经完成如上所述的模式判定之后，根据模式判定结果，电流控制器34使控制式变更单元42在以下计算工作指令值D的公式(6)和公式(7)之间改变控制式。也就是，控制式变更单元42在连续电流模式下通过以下的控制式(6)来计算工作指令值D，或在不连续电流模式下通过以下的控制式(7)来计算工作指令值D。值得注意的是，在不连续电流模式下，在开关元件18的关断期间Toff电流IL的初始值和最终值(零)之间的差等于在开关元件18的接通期间Ton电流IL的初始值(零)和最终值之间的差。因此，在不连续电流模式下，由于满足以下公式(4)和(5)，所以将公式(4)和公式(5)代入公式(3)来获得工作指令值D。 [0067] Ip＝(Vi/L)·D·T…(4) [0068] Toffx＝L·Ip/(Vo-Vi)＝Vi·D·T/(Vo-Vi)…(5) [0069] [0070] [0071] 电流控制器34使驱动单元44基于如上所述计算出来的工作指令值D产生在预定的多个开关周期T反复地取得高电平和低电平的栅极信号，以将所产生的信号供给开关元件18的栅极。当开关元件18具有随着工作指令值D被施加的工作驱动时，在连续电流模式下或者在不连续电流模式下，电感器电流指令值ILcm等于在开关周期T中的关断期间Toff流进电感器16的电流IL的平均值，在关断期间Toff，开关元件18是不工作的。 [0072] 特别地，在连续电流模式下，电感器电流指令值ILcm等于在每个关断期间Toff电流IL的平均值。这里，电流IL在一个开关周期T中的关断期间Toff的整个期间流进电感器16。另外，在不连续电流模式下，电感器电流指令值ILcm等于每个关断期间Toff电流IL的平均值。这里，电流IL仅在一个开关周期T中的关断期间Toff的部分期间Toffx流进电感器16。 [0073] 因而，通过开关元件18的上述驱动控制，在连续电流模式和不连续电流模式下，电感器电流指令值ILcm等于在关断期间Toff电流的平均值，在关断期间Toff，电流从电感器16侧经由二极管22流至输出端子侧。因此，当连续电流模式和不连续电流模式被切换时(ILcm＝Ith)，对于电感器电流指令值ILcm的工作指令值D由于将在工作指令值D中产生的差异ΔD，而能够避免不连续(参见图6对于由虚曲线所示的不连续电流模式，和连续电流模式之间的比较)。因此，对于电感器电流指令值ILcm的工作指令值D是连续的(参见图6对于由实曲线所示的不连续电流模式，和连续电流模式之间的比较)。 [0074] 在开关元件18的关断期间Toff经由二极管22从电感器16侧流至输出端子侧的电流(电荷)的时间积分值，有助于输出端子的输出电压变化，且电流的平均值和输出电压变化之间具有成比例的关系。在这点上，根据本实施例，在连续电流模式下或者不连续电流模式下，能够确保电感器电流指令值ILcm和输出端子的输出电压变化之间的线性。因此，能够防止电感器电流指令值ILcm偏离对于通过升压变换器10升压所本来要求的电流指令值。 [0075] 因此，当升高输入电源12的电压以便输出时，在本实施例中的升压变换器10能够抑制当连续电流模式和不连续电流模式切换时在输出端子的输出电压中产生波动，且能够提高输出电压的稳定性。 [0076] 值得注意的是，在上述实施例中，二极管22是“整流器”的示例。电流控制器34的电流模式判定单元40是“电流模式判定单元”的示例。电流控制器34的控制式变更单元42是“控制式变更单元”的示例。且电流控制器34的驱动单元44是“驱动单元”的示例。 [0077] 本申请是基于在2014年2月27日提交的编号为2014-037446的日本优先权申请，其全部内容通过引用合并于此。

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