SCHALTUNG ZUM SCHUTZ GEGEN VERPOLUNG

SCHALTUNG ZUM SCHUTZ GEGEN VERPOLUNG

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Schutz eines elektrischen Verbrauchers gegen Verpolung unter Verwendung eines MOSFETs (Metall Oxid Halbleiter Feldeffekttransistor), wobei die Schaltung eingangsseitig an eine Spannungsversorgung und ausgangsseitig an den Verbraucher angeschlossen ist und wobei der Source- Anschluss des MOSFETs mit der Spannungsversorgung und der Drain-Anschluss des MOSFETs mit dem Verbraucher verbunden ist.

Üblicherweise werden elektrische Geräte, elektrische Schaltungen oder allgemein elektrische Verbraucher, die mit Gleichstrom betrieben werden, mit einem speziellen Schutz versehen, um den elektrischen Verbraucher vor Beschädigung durch verpolten Anschluss der Versorgungsspannung zu schützen. Häufig wird hierzu eine Diode verwendet. Dioden können in Durchlassrichtung mit hohen Strömen belastet werden und weisen eine hohe Sperrspannung auf. Ferner sind Dioden äußerst günstig, so dass sie sich auf dem Gesamtpreis der Geräte wenig auswirken.

Eine Diode in der Eingangsschaltung hat zudem den entscheidenden Vorteil, dass sie zusammen mit den Kondensatoren im Gerät eine Pufferwirkung entfaltet. Wenn die Eingangsspannung beispielsweise bei einem Anlassvorgang in einem Fahrzeug plötzlich einbricht, können die Kondensatoren mit der dort gespeicherten Ladung eine gewisse Zeit die Funktionen des Gerätes aufrechterhalten. Durch die Diode wird verhindert, dass sich die Ladung in den Kondensatoren in Richtung Energieversorgung entlädt. In einem Fahrzeug würde die Entladung beispielsweise über externe Lasten wie den Anlasser erfolgen. Die Diode ermöglicht somit einen gewissen Stützeffekt.

Ein entscheidender Nachteil von Dioden ist, dass sie in Flussrichtung einen Spannungsverlust von ca. 0,5 bis 1 V haben. Dieser Spannungsverlust wirkt sich in zweierlei Hinsicht negativ auf die Eigenschaften des Gerätes aus. Zum einen steigt die Verlustleistung des Gerätes insgesamt an. So entsteht beispielsweise bei einem Strom von 2 A und 0,5 V Spannungsverlust eine Verlustleistung von 1 W in der Diode, die sich bereits merklich auf die Eigenerwärmung des Gerätes auswirkt. Zum anderen muss durch den Spannungsverlust über der Diode die Betriebsspannung um 0,5 bis 1 V höher gewählt werden als eigentlich notwendig. Wenn die Span- nungsreserve nicht ausreichend gewählt ist, kann beispielsweise in einem Fahrzeug der Spannungsabfall über der Diode dazu führen, dass bei einem Anlassvorgang ein Zurücksetzen eines Gerätes ausgelöst wird.

Zur Reduzierung des Spannungsverlustes werden in Schutzschaltungen teilweise Schottky-Dioden eingesetzt, an denen lediglich die Hälfte der Spannung abfällt als bei Standarddioden. Allerdings weisen diese Dioden deutlich höhere Leckströme auf. Ferner ist die Spannungsfestigkeit in Sperrrichtung deutlich geringer.

Bei einer weiteren aus dem Stand der Technik bekannten Schutzschaltung werden MOSFETs (Metall Oxid Halbleiter Feldeffekttransistor) eingesetzt. MOSFETs bieten den Vorteil, dass über sie lediglich eine Spannung in der Größenordnung von 0, 1 V abfällt. Wird die Versorgungsspannung verpolt angeschlossen, sperrt der MOSFET; wird sie korrekt angeschlossen, leitet der MOSFET. Durch den relativ geringen Spannungsabfall über den MOSFET lassen sich die Verluste sehr stark reduzieren. Nachteilig an derartigen Schutzschaltungen ist, dass sie sich im dynamischen Verhalten deutlich von einer Diode unterscheiden. MOSFETs leiten im durchgeschalteten Zustand Strom in beide Richtungen. Bei einem Einbruch der Versorgungsspannung, beispielsweise während eines Anlassvorganges in einem Fahrzeug, entladen sich dadurch die Kapazitäten im Gerät über den MOSFET und über externe Lasten. Ein Stützeffekt wie bei Verwendung einer Diode existiert nicht.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schutzschaltung gegen Verpolung der eingangs genannten Art derart auszugestalten und weiterzubilden, dass ein sicherer Verpolungsschutz mit einem dynamischen Verhalten ähnlich einer Diode bei gleichzeitig geringer Verlustleistung realisiert werden kann.

Erfindungsgemäß wird die voranstehende Aufgabe durch die Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst. Danach ist die in Rede stehende Schaltung dadurch gekennzeichnet, dass das Gate des MOSFETs mit dem Kollektor eines ersten bipolaren Transistors und die Source des MOSFETs mit dem Emitter des ersten bipolaren Transistors verbunden sind und dass die Basis des ersten bipolaren Transistors mit einem Steuerstrom gesteuert ist, wobei der Steuerstrom aus der Spannung am Drain des MOSFETs abgeleitet ist. ln erfindungsgemäßer Weise ist zunächst erkannt worden, dass auf die Vorzüge des Verhaltens einer Diode nicht verzichtet werden muss, wenn eine geringe Verlustleistung in der Schutzschaltung gefordert ist. Vielmehr kann durch geschickte Kombination eines MOSFETs mit einem bipolaren Transistor eine Schutzschaltung erreicht werden, die nahe an das Verhalten einer„idealen Diode" heranreicht. Eine ideale Diode leitet, wenn Strom in Flussrichtung fließen möchte. Dabei entsteht lediglich ein vernachlässigbarer Spannungsabfall längs der Diode. Ideale Dioden sperren sehr schnell, wenn der Strom in Sperrrichtung fließen möchte. Ebendies kann durch die erfindungsgemäße Schutzschaltung realisiert werden. Das Gate des MOSFETs ist mit dem Kollektor eines ersten bipolaren Transistors und die Source des MOSFETs mit dem Emitter des ersten bipolaren Transistors verbunden. Die Basis des ersten bipolaren Transistors wird durch einen Steuerstrom angesteuert, der aus der Spannung am Drain des MOSFETs abgeleitet ist. Auf diese Weise kann das Verhalten des MOSFETs durch die Spannung zwischen Source und Drain des MOSFETs gesteuert werden.

Beim Betrieb der Schutzschaltung wird am Gate eine Spannung angelegt, die den MOSFET durchschaltet. Im durchgeschalteten Zustand fällt über den MOSFET eine Spannung von der Größenordnung von 0,1 V ab. Im Normalbetrieb ist der erste bipolare Transistor derart eingestellt, dass er sperrt und somit keinen Einfluss auf das Verhalten des MOSFETs hat. Bricht die Spannung am Source des MOSFET ein, so wird der Emitter des bipolaren Transistors auf einen niedrigeren Pegel gezogen und der bipolare Transistor schaltet durch. Die Steuerspannung am Gate des MOSFETs wird heruntergezogen und das Gate entladen. Der MOSFET wird hochohmiger und die Spannung am Emitter des bipolaren Transistors sinkt weiter. Dadurch wird das Gate immer schneller entladen, bis der MOSFET komplett sperrt. Dies kann im Bereich von wenigen Mikrosekunden erfolgen, so dass die Pufferkondensatoren bei einem Spannungseinbruch nur unwesentlich entladen werden. Damit ist erfindungsgemäß eine Schaltung geschaffen, die im durchgeschalteten Zustand einen Spannungsabfall im Bereich von 0,1 V und darunter realisiert, gleichzeitig jedoch bei einem Spannungseinbruch oder bei Verpolung vollständig sperrt. Das Verhalten der erfindungsgemäßen Schaltung ist relativ nahe an dem einer idealen Diode.

Vorzugsweise wird zum Ableiten des Steuerstroms aus der Spannung am Drain des MOSFETs eine Diode verwendet. Durch Verwenden einer Diode ergeben sich wohl- definierte Spannungspegel, da über eine Diode nach Überschreiten der Schwellenspannung in weiten Bereichen eine nahezu konstante Spannung abfällt.

In einer besonders bevorzugten Ausgestaltung der ersten Diode wird diese durch die Basis-Emitter-Strecke eines zweiten bipolaren Transistors gebildet. Dieser ist vorzugsweise von dem gleichen Typ wie der erste bipolare Transistor. Damit kann auf einfache Art und Weise vermieden werden, dass ein unterschiedliches Verhalten des ersten und des zweiten bipolaren Transistors einen negativen Einfluss auf die Funktion der Schaltung haben. Zur weiteren Verbesserung, insbesondere im Hinblick auf die Temperaturstabilität der Schaltung könnten der erste und der zweite bipolare Transistor möglichst nahe zueinander platziert werden. Für sehr hohe Ansprüche können weitere Verbesserungen erreicht werden, wenn ein gepaarter Transistor verwendet wird, bei dem zwei gleiche Transistoren in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht sind. Im Ergebnis wird die Ansprechschwelle des ersten Transistors klar definiert.

Zur noch weiteren Verbesserung der Schutzschaltung kann zwischen Emitter und Basis des zweiten bipolaren Transistors eine zweite Diode angeordnet sein. Diese Diode kann im Falle einer Verpolung oder eines Einbruchs der Spannungsversorgung eine zu hohe Rückwärtsspannung zwischen Emitter und Basis verhindern. Wenn„lediglich" eine Diode zum Ableiten des Steuerstroms für den ersten bipolaren Transistor verwendet wird, wäre die zweite Diode ebenso einsetzbar, wobei die zweite Diode dann antiparallel zu der ersten Diode geschaltet ist.

Zum Beeinflussen des Spannungsabfalls über den MOSFET kann zwischen der ersten Diode und dem Drain des MOSFETs ein Widerstand angeordnet sein. Dieser Widerstand dient dazu, die Spannung zwischen Gate und Drain zu beeinflussen und damit wiederum den Spannungsabfall über Source und Drain einzustellen.

Zum Schutz der Gate-Source-Strecke vor zu hohen oder zu niedrigen Spannungen könnte in Source-Gate-Richtung parallel zum MOSFET eine Zenerdiode angeordnet sein. Fällt über die Zenerdiode bei einem Spannungseinbruch oder bei Verpolung in Sperrrichtung eine zu hohe Spannung ab, so würde die Zenerdiode leiten und damit einen Bypass an dem MOSFET vorbei bilden. Die Spannung zwischen Gate und Source ist durch diese Maßnahme auf den Betrag der Durchbruchspannung der Zenerdiode beschränkt.

Die Beschaltung des MOSFETs kann durch eine Hilfsspannung versorgt sein. In einer bevorzugten Ausgestaltung wird die Hilfsspannung durch eine Ladungspumpe erzeugt. Dabei wird die Hilfsspannung vorzugsweise aus der Spannung am Drain des MOSFETs erzeugt. Dadurch wird eine definierte Spannungsdifferenz zwischen der Spannung am Drain und der Versorgungsspannung der Beschaltungselemente gewährleistet. Dabei kann die Hilfsspannung über der Versorgungsspannung liegen. Eine bevorzugte Hilfsspannung liegt 5 V über der Versorgungsspannung. Je nach Wahl der Beschaltungselemente können jedoch andere Spannungswerte ebenso realisiert werden.

Zum Verbessern des Einschaltverhaltens der Schutzschaltung kann parallel zum MOSFET in Source-Drain-Richtung eine dritte Diode angeordnet sein. Diese Diode kann zum einen durch eine in dem MOSFET integrierte Diode gebildet sein. Zusätzlich oder alternativ ließe sich die dritte Diode extern zu dem MOSFET anordnen. Auf diese Weise wird bei Anlegen einer Eingangsspannung an die Schutzschaltung der angeschlossene Verbraucher vergleichsweise schnell versorgt. Wenn die Hilfsspannung zur Versorgung der Beschaltungselemente des MOSFETs aus der Spannung am Drain des MOSFETs erzeugt wird, sind durch die dritte Diode keine weiteren Maßnahmen mehr notwendig, um das Aufbauen der Hilfsspannung zu ermöglichen. Die Diode mit dem relativ hohen Spannungsabfall wirkt jedoch lediglich während des Einschaltvorgangs. Nach Durchschalten des MOSFETs fällt über den MOSFET eine geringere Spannung ab, so dass die Spannung über die dritte Diode nicht mehr ausreicht, um diese in den leitenden Zustand zu versetzen oder in dem leitenden Zustand zu halten.

Die dritte Diode ist vorzugsweise durch eine Schottky-Diode gebildet. Dadurch reduziert sich die Verlustleistung während des relativ kurzen Einschaltvorgangs weiter.

Vorzugsweise wird der MOSFET im linearen Bereich betrieben. Dadurch gerät das Gate nicht in Sättigung und kann beim Ausschalten des MOSFETs, beispielsweise bei einem Einbruch der Versorgungsspannung schneller ausgeräumt werden. Dies trägt zu einer Verbesserung des dynamischen Verhaltens im Fehlerfall bei. Es gibt nun verschiedene Möglichkeiten, die Lehre der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten und weiterzubilden. Dazu ist einerseits auf die dem Anspruch 1 nachgeordneten Ansprüche und andererseits auf die nachfolgende Erläuterung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung anhand der Zeichnung zu verweisen. In Verbindung mit der Erläuterung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung anhand der Zeichnung werden auch im Allgemeinen bevorzugte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Lehre erläutert. In der Zeichnung zeigen

Fig. 1 eine Schutzschaltung nach dem Stand der Technik mit einer Diode,

Fig. 2 drei Ausgestaltungen von Schutzschaltungen nach dem Stand der Technik unter Verwendung eines MOSFETs,

Fig. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung,

Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung mit Bauelementen zur Verbesserung des Verhaltens der Schaltung und

Fig. 5 das zweite Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung mit einer beispielhaften Auswahl von Bauelementen.

Die Figuren 1 und 2 zeigen Schutzschaltungen, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt sind. Fig. 1 zeigt die Verwendung einer Diode als Verpolungsschutz. Die Diode verbindet die Spannungsquelle mit der weiteren Elektronik. Ein Kondensator, der nach der Diode zwischen der Anschlussleitung zu der weiteren Elektronik und Masse geschaltet ist, ist repräsentativ als Pufferkondensator eingezeichnet. Erfährt die Eingangsspannung, beispielsweise bei einem Anlassvorgang eines Fahrzeugs, einen Spannungseinbruch, wie in dem Diagramm links unten dargestellt, so verhindert die Diode einen Stromfluss in Richtung Versorgungsnetz und der Kondensator kann mit seiner gespeicherten Ladung eine gewisse Zeit die Funktion der weiteren Elektronik aufrechterhalten. Ohne die Diode hätte der Kondensator nicht diesen Stützeffekt, da externe Lasten, wie beispielsweise der Anlasser, den Kondensator entladen würde. Im Ergebnis bricht die Ausgangsspannung zur weiteren Elektronik deutlich weniger ein als die Eingangsspannung, wie in den Diagrammen rechts und links der Fig. 1 entnommen werden kann.

Fig. 2 zeigt eine weitere aus dem Stand der Technik bekannte Schutzschaltung. Diese Schutzschaltung basiert auf einem p-Kanal-MOSFET. Bei der Ausgestaltung nach Fig. 2A ist die Source mit einer Eingangsspannung verbunden, Drain mit der weiteren Elektronik und das Gate liegt auf Masse. Liegt eine Eingangsspannung zwischen 5 und 15 V an, schaltet der MOSFET durch und die weitere Elektronik wird versorgt. Bei einem verpolten Anschluss, dh bei einer Eingangsspannung < 0 V schaltet der MOSFET nicht durch, so dass ein Verpolungsschutz gewährleistet ist. Die Schaltung gemäß Fig. 2B zeigt eine weitere Ausgestaltung, bei der Elemente zum Schutz des MOSFET enthalten sind.

Die dargestellten Schaltungen haben den Nachteil, dass sie sich im dynamischen Verhalten deutlich von dem einer Diode unterscheiden. Ein MOSFET leitet in durchgeschaltetem Zustand Strom in beide Richtungen. Dadurch entladen sich bei einem Einbruch der Versorgungsspannung, beispielsweise bei einem Anlassvorgang in einem Fahrzeug, interne Pufferkapazitäten im Gerät. Dieses soll mit Fig. 2C verdeutlicht werden. Die Schutzschaltung aus Fig. 2B ist mit einem Pufferkondensator verbunden, der zwischen der Anschlussleitung zur weiteren Elektronik und Masse geschaltet ist. Erfährt die Eingangsspannung einen Spannungseinbruch, wie links unter dem Eingang der Schutzschaltung zu erkennen, so fließt über den MOSFET ein Strom zum Eingang der Schutzschaltung in Richtung Versorgungsnetzwerk. Die Kapazität wird über externe Lasten, beispielsweise den Anlasser, entladen. Dadurch folgt die Ausgangsspannung der Schutzschaltung dem eingangsseitigen Spannungseinbruch nahezu unbeeinflusst.

Die Nachteile des hohen Spannungsabfalls über der Diode und der Nachteil des schlechten dynamischen Verhaltens einer MOSFETs-Schutzschaltung bei einem Spannungseinbruch werden durch die erfindungsgemäße Schaltung wirkungsvoll beseitigt. Die Figuren 3 bis 5 zeigen verschiedene Ausführungsbeispiele einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung. Fig. 3 zeigt eine Grundschaltung einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung 1 zum Schutz eines Verbrauchers gegen Verpolung. Am Eingang 2 ist eine Spannungsquelle anschließbar. Der Ausgang 3 der Schutzschaltung 1 ist mit einer weiteren Elektronik oder allgemein mit einem elektrischen Verbraucher verbindbar. Zwischen Eingang 2 und Ausgang 3 ist ein MOSFET T1 geschaltet, wobei die Source mit dem Eingang 2 verbunden ist und das Drain mit dem Ausgang 3. Das Gate des MOSFET T1 ist mit dem Kollektor eines ersten bipolaren Transistors T3 verbunden. Der Kollektor des ersten bipolaren Transistors T3 ist mit der Source des MOSFET T1 verbunden. Die Basis des ersten bipolaren Transistors T3 ist über einen Widerstand R3 mit der Basis eines zweiten bipolaren Transistors T2 verbunden. Der Emitter des zweiten bipolaren Transistors T2 ist mit dem Drain des MOSFETs T1 verbunden. Der Kollektor des zweiten bipolaren Transistors ist nicht beschaltet; es wir lediglich die Basis-Emitter-Strecke des zweiten bipolaren Transistors genutzt. Die Basis- Emitter-Strecke wirkt als erste Diode, die zum Ableiten des Steuerstroms für den ersten bipolaren Transistor T3 aus der Spannung am Drain des MOSFET vorgesehen ist.

Am Drain des MOSFET T1 ist ferner eine Hilfsspannungsquelle 4 vorgesehen, die in Fig. 3 allgemein durch das Schaltsymbol einer Spannungsquelle dargestellt ist. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel erzeugt die Hilfsspannungsquelle 4 eine Spannung von 5 V, die auf die Spannung am Drain des MOSFET T1 hinzuaddiert wird. Die Hilfsspannung wird über einen Widerstand R1 mit dem Gate des MOSFET T1 verbunden. Ein weiterer Widerstand R2 ist mit der Basis des zweiten bipolaren Transistors T2 verbunden. Innerhalb des Gehäuses des MOSFETs T1 ist eine Diode in Source-Drain-Richtung geschaltet, die als Diode im Sinne der dritten Diode gemäß den anhängenden Ansprüchen fungiert.

Zur Erläuterung der Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung sei zunächst davon ausgegangen, dass die Schutzschaltung 1 eingangsseitig noch nicht mit Spannung versorgt wird. Ferner wird angenommen, dass die Hilfsspannungsquelle 4 durch eine Ladungspumpe erzeugt wird. Der Eingang 2 der Schutzschaltung 1 wird nun mit einer nicht eingezeichneten Spannungsquelle verbunden. Dadurch dient die Diode im MOSFET als Verpolungsschutz, wobei der Spannungsabfall über der Schutzschaltung in diesem Moment noch relativ groß ist. Am Ausgang 3 der Schutzschaltung 1 liegt relativ rasch eine Spannung an, die zur Versorgung der weiteren Elektronik geeignet ist. Durch die Ladungspumpe wird die Hilfsspannung erzeugt, die zur Versorgung der Beschaltung, bestehend aus den Widerständen R1 , R2 und R3 sowie dem ersten und dem zweiten bipolaren Transistor T3 und T2, dient. Über den Widerstand R1 lädt sich das Gate des MOSFETs auf und der MOSFET beginnt zu leiten. Dadurch reduziert sich der Spannungsverlust von ca. 0,8 V unmittelbar nach Anlegen der Spannungsquelle am Eingang 2 der Schutzschaltung 1 auf unter ca. 50 mV. An der Basis des zweiten bipolaren Transistors T2 bildet sich durch die Basis-Emitter-Strecke zusammen mit den Widerstand R2 eine Spannung aus, die ca. 0,65 V höher ist als die Spannung am Drain des MOSFETs. In diesem Zustand, dh wenn die Spannung am Source des MOSFETs ca. 50 mV größer ist als am Drain des MOSFETs, fließt durch die Basis-Emitter-Strecke des ersten bipolaren Transistor T3 kein Strom und T3 sperrt. Diesen Zustand kann man als ungestörten Normalbetrieb bezeichnen.

Wenn die Spannung am Eingang des MOSFETs (Source) nicht ca. 50 mV größer ist als am Ausgang (Drain), fließt durch die Basis-Emitter-Strecke des ersten bipolaren Transistors T3 ein Strom. Dadurch entlädt der erste bipolare Transistor T3 das Gate des MOSFETs T1 so lange, bis der Spannungsabfall zwischen Source und Drain wieder ca. 50 mV groß ist. Auf diese Weise kann der MOSFET im linearen Bereich gehalten werden und er erzeugt unabhängig vom Laststrom einen Spannungsabfall von ca. 50 mV.

Bei einem Einbruch der Versorgungsspannung fließt der Strom in Gegenrichtung durch den MOSFET, dh vom Ausgang 3 der Schutzschaltung 1 zum Eingang 2. Die Spannung am Emitter des ersten bipolaren Transistors T3 sinkt, wodurch der erste bipolare Transistor T3 leitet und das Gate des MOSFETs T1 entlädt. Dadurch wird der MOSFET hochohmiger, wodurch die Spannung am Emitter des ersten bipolaren Transistors T3 weiter absinkt und der erste bipolare Transistor das Gate immer schneller bis zum vollständigen Sperren des MOSFETs T1 entlädt. Während der MOSFET im normalen Betrieb durch die dargestellte Beschaltung im linearen Bereich gehalten wird, kann das Gate im Bereich von wenigen Mikrosekunden entladen werden und die Schutzschaltung 1 dadurch sehr rasch sperren. Dadurch wird bei einem Einbruch der Versorgungsspannung am Eingang 2 der Schutzschaltung 1 nur für sehr kurze Zeit ein Strom in Gegenrichtung getrieben, und die Pufferkondensatoren der weiteren Elektronik werden nur unwesentlich entladen.

Fig. 4 zeigt eine um weitere Beschaltungselemente ergänzte Grundschaltung gemäß Fig. 3. Zwischen dem Drain des MOSFET T1 und dem Emitter des zweiten bipolaren Transistors T2 ist ein Widerstand R4 in Reihe geschaltet. Durch den Widerstand R4 kann im gewissen Maße eingestellt werden, wie groß der Spannungsabfall über dem MOSFET im normalen Betrieb ist. R4 bildet mit R2 einen Spannungsteiler, bei dem abhängig von der Hilfsspannung an R4 ein Spannungsabfall erzeugt wird. Dieser Spannungsabfall kann beispielsweise 50 mV betragen. In diesem Beispiel würde durch die Schaltung die Spannung zwischen Source und Drain auf einen Spannungsabfall von ca. 0,1 V geregelt werden. Dafür zeigt die Schaltung bei Temperaturschwankungen und bei Bauteiltoleranzen ein definiertes Verhalten.

Bei Auswahl des verwendeten n-Kanal- MOSFET T1 sollte darauf geachtet werden, dass dieser für die jeweilige Anwendung eine ausreichende Spannungsfestigkeit besitzt. Gleichzeitig empfiehlt es sich, einen MOSFET mit einer möglichst geringen Gate-Drain-Kapazität zu wählen, wenn eine möglichst kurze Sperr-Verzögerungs- zeit gewünscht ist. Weiterhin sollte wenn möglich der Widerstand R _ds(on) des MOSFET im eingeschalteten Zustand so klein sein, dass bei der höchsten Stromaufnahme der nachfolgenden Schaltung weniger als 0, 1 V Spannungsabfall entstehen würde. Ist dies nicht realisiert, würde der MOSFET voll durchsteuern und es würde sich bei einem Spannungsabfall eine deutlich längere Sperr-Verzögerungs- zeit einstellen.

Zwischen Source und Gate des MOSFETs T1 ist eine Zenerdiode D2 geschaltet. Damit wird die Gate-Source-Strecke des MOSFETs vor zu hohen oder zu niedrigen Spannungen geschützt. Dies kann beispielsweise auftreten, wenn die Hilfsspannung aus irgendwelchen Gründen deutlich niedriger als die Eingangsspannung ist.

Eine weitere Diode ist zwischen Source und Drain des MOSFETs geschaltet. Diese Diode D3 ist eine Schottky-Ddiode, die lediglich einen halb so großen Spannungsabfall als eine Standarddiode aufweist. Dadurch wird der Spannungsverlust unmit- telbar nach Einschalten der Schutzschaltung weiter verringert. Die Schottky-Diode übernimmt die Funktion der dritten Diode gemäß angehängten Ansprüchen.

Die einzelnen, hier zusätzlich verwendeten Maßnahmen müssen nicht gemeinschaftlich zu der Grundschaltung hinzukommen. Vielmehr ist es ausreichend je nach gewünschten Wirkungen einzelne Dioden oder den Widerstand R4 hinzuzunehmen oder auszulassen.

Fig. 5 zeigt eine Schaltung, mit der die erfindungsgemäße Schutzschaltung konkret implementiert werden kann. Am Eingang 2 der Schutzschaltung ist zusätzlich ein Varistor VDR angebracht, mit Hilfe dessen die Eingangsspannung auf Werte begrenzt werden kann, die den MOSFET sicher nicht zerstören. Am Ausgang 3 ist ferner ein Kondensator C1 angebracht, mit dem Einbrüche der Versorgungsspannung abgepuffert werden können. Zum anderen hilft der Kondensator dabei, eine möglichst kurze Sperr-Verzögerungszeit zu erreichen. Es sei darauf hingewiesen, dass noch weitere Schutzelemente hinzutreten können.

Im mittleren Bereich der Fig. 5 ist die Schutzschaltung gemäß Fig. 4 eingezeichnet. Die Widerstände R1 , R2 und R3 sind mit jeweils 1 ΜΩ gewählt, der Widerstand R4 ist 10 kQ groß. Der MOSFET T1 ist durch ein BUK9Y53-100B gebildet. Der erste und der zweite bipolare Transistor ist ein BC846B. Die zweite Diode D1 ist eine BAV99, die Zenerdiode D2 eine 8V2 und die Schottky-Diode D3 eine V10P10. Im rechten Bereich der Schaltung ist eine Ladungspumpe eingezeichnet, mit Hilfe deren die Hilfsspannung erzeugt wird. Die Ladungspumpe wird mit einem Rechtecksignal mit 3,3 V gespeist. Das Rechtecksignal kann beispielsweise von einem Mikrocontroller erzeugt werden. In der ersten Stufe mit der Doppeldiode D4 und den Kondensatoren C2 und C3 wird eine um ca. 2,5 V höhere Spannung als die Versorgungsspannung erzeugt. In der zweiten Stufe mit Doppeldiode D5 und den Kondensatoren C4 und C5 entsteht eine weitere Erhöhung um 2,5 V, so dass sich eine Spannung ausbildet, die 5 V höher als die Versorgungsspannung ist und sich zur Ansteuerung des MOSFETs gut eignet. Der Widerstand R5 zum Anschluss des Rechtecksignals begrenzt die Höhe der Strompulse. Die Ansteuerspannung für die Ladepumpe kann auch auf eine andere Art und Weise erzeugt werden. Zudem kann die Ansteuerspannung auch für weitere Schaltungsteile und andere Schaltungen verwendet werden. Hinsichtlich weiterer vorteilhafter Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird zur Vermeidung von Wiederholungen auf den allgemeinen Teil der Beschreibung sowie auf die beigefügten Ansprüche verwiesen.

Schließlich sei ausdrücklich darauf hingewiesen, dass die voranstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Schaltung lediglich zur Erörterung der beanspruchten Lehre dienen, diese jedoch nicht auf die Ausführungsbeispiele einschränken.

Bezugszeichenliste

1 Schutzschaltung

2 Eingang

3 Ausgang

4 Hilfsspannungsquelle

T1 MOSFET

T3 erster bipolarer Transistor

T2 zweiter bipolarer Transistor

D1 zweite Diode

D2 Zenerdiode

D3 dritte Diode