Switching device for setting the safety-related equipment in a safe state

本発明は安全切り換え装置に関し、これによって安全関連の装置、好ましくは電気的駆動部が安全な状態に設定されることが可能である。 さらに、本発明は少なくとも１つの負荷を駆動するための３相電力増幅器、振幅が所定の動作範囲外にあることもあり得る周期的アナログ信号を測定するための測定装置、および安全関連の装置の多チャンネル制御のための安全装置にもやはり関連し、これらが一緒になって安全切り換え装置に使用することに適している。

電気的駆動部、例えば３相電流モータが安全関連の部品として用途またはシステムの中で使用されることができるように、安全リレー、モータ保護スイッチ、またはモータ保護リレーとヒューズが必要であり、これらがこの駆動部を安全な状態へと移すことができる。 非常停止スイッチ、防護ドア・スイッチ、または両手スイッチが作動させられたときに直ぐに電気的駆動部をオフに切り換えるために安全リレーが使用される。 モータ保護スイッチは、例えば熱的過負荷が存在する場合にバイメタルの補助で駆動部を安全な状態へと移す仕事を有する。

そのような安全対策の不都合は、これらの部品が大きな空間要求性および無視できない配線の複雑さを有することである。 とりわけ、これは高いコストおよび大幅な保守管理費用につながる。 付け加えると、使用される電磁接触器は接触摩耗を示す。 付け加えると、安全関連部品を備えたシステムの実施においてモータ保護スイッチと安全リレーが安全関連部品に間違って接続されるか、または欠陥部品が使用される危険性が存在し、それにより、システム、電気的駆動部、および／または操作要員が間違った操作のせいで危険に晒されることもあり得る。

したがって、本発明は上記に指定された不都合を回避し、用途、システム、安全関連装置、および／または安全切り換え装置自体に誤りが現れると安全関連の装置、特に電気的駆動部が迅速かつ信頼性を有して所望の安全な状態へと移され得ることもやはり保証する小型の安全関連の装置を作製する仕事に基づいている。

本発明の中心的概念は、集積化されたプログラム可能な制御ユニット、例えばマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、またはＦＰＧＡ（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）を備え、例えば非常停止スイッチ、防護ドア・スイッチ、および／または両手スイッチが作動させられる場合および安全切り換え装置または電気的駆動部の間違った操作の両方で保護されるべき電気的駆動部を安全な状態へと押し進めることができる安全切り換え装置を設計することに見られる。 ここでは、測定されるべき少なくとも１つのアナログ信号から、予め設定されたパラメータ、好ましくはこのアナログ信号の振幅が予め設定された動作範囲の外側にあるかどうか判定することが可能となるようにマイクロプロセッサが導入されることが好ましい。 付け加えると、このマイクロプロセッサは安全装置の部品であってもよく、安全に関連する電気的駆動部の多チャンネル制御のために構成される。 この方式で、電気的駆動部を安全な状態へと押し進めるために安全切り換え装置が２つの独立した安全機能に対応することが可能であることが達成される。 付け加えると、そのような小型の安全切り換え装置のせいで、知られている対策と相対して配線誤りの危険性が大幅に削減される。

上記で指定された技術的課題は特許請求項１の特徴によって解決される。

したがって、少なくとも１つの安全関連の装置を安全な状態に設定するための安全切り換え装置が提供される。 この安全切り換え装置は安全切り換え装置を単相または多相の電源装置に接続するための第１の接続装置、安全関連の装置に接続するための少なくとも１つの第２の接続装置、少なくとも１つの安全関連の入力段を接続するための第３の接続装置、少なくとも１つの駆動可能なスイッチ接触で第１と第２の接続装置の間に接続された単相または多相電力の増幅器、測定装置、および電力増幅器の多チャンネル駆動のための安全装置を有する。 今度は他方でこの安全装置は以下の特徴、すなわちプログラム可能な制御ユニットおよびモニタリング信号を発生するための信号発生装置を有する第１の制御装置、および第２の制御装置を有し、入力段は第１の装置と第２の制御装置に接続されて入力信号を第１の制御装置から入来するモニタリング信号で変調するように構成され、変調された入力信号への応答として誤りが現れれば第１の制御装置および／または第２の制御装置が安全関連の装置を所定の安全な状態へと押し進め、第１の制御装置が測定装置に割り当てられ、測定されたアナログ信号の所定のパラメータが所定の動作範囲の外側にあれば測定されたアナログ信号への応答として電力増幅器を介して安全関連の電気装置を所定の安全な状態へと押し進めるように構成される。

この対策のおかげで、安全関連の装置、例えば非常用回路ブレーカが作動させられる場合、供給電流が閾値を超える場合、または安全関連装置もしくは安全切り換え装置に不良が生じる場合に安全関連の装置を所定の安全な状態へと移すことが可能である。

有利な改良点が従属請求項の主題事項である。

この電力増幅器は第１の接続装置を介して３相電流の電源装置へと接続されることが可能な第１、第２および第３の配線を有する３相の電力増幅器であり、適切な配線を開閉するために少なくとも１つの制御可能なスイッチ接触が各々の配線に割り当てられ、これらのスイッチ接触のうちの少なくとも２つが互いに無関係に制御されることが好ましい。 このケースでは、測定装置が例えば２つの配線の配線電流を測定し、２つの電流のうちの少なくとも１つにある所定のパラメータが所定の動作範囲の外側にあるかどうか検査する。

この測定装置は配線の電圧を交互に、または追加して測定するための位置にある。 測定された電圧とこれに付随する電流から、測定装置は実効電力を判定することが可能である。 このケースでは、実効電力は電気的駆動部の出力トルクと比例するので安全関連の切り換え装置は人々とモータを保護するためのみでなく、システムを保護するためにも使用されることが可能である。

間違った配線の危険性が大幅に削減されることが可能な小型で扱い易い安全関連の装置を得るために、第１の接続装置、１つまたは複数の第２の接続装置、第３の接続装置、電力増幅器、測定装置、および／または制御装置が回路基板上に配列される。

本発明の別の視点によると、安全装置は安全切り換え装置の中に集積化されることが可能な安全関連の装置の多チャンネル制御のために作り出される。

オートメーション・システムは普通ではフィールドバス・システムを含み、これに安全関連および非安全関連のアクチュエータ、センサ、ならびに一層高レベルおよび／または一層低レベルの制御およびモニタリング装置が接続されることが可能である。 アクチュエータは例えば電気的駆動部、例えば３相電流のモータを含んでもよい。 そのようなオートメーション・システムへの１つの重要な必要条件は、不良が生じれば安全関連の部品、例えばアクチュエータが、またはオートメーション・システム全体でさえも安全な状態へと移されることが可能であることである。 オートメーション・システムまたは欠陥のあるアクチュエータのこの安全な作動停止を可能にするために、オートメーション・システムを安全な状態へと移す確定した入力信号が常に正しく読み取られることが保証されなければならない。

ある一定の安全部類に属するシステムおよび装置については、例えば互いに独立して動作し、各々がシステムまたは個々の装置を安全な状態に移すことができる複数のサブシステムを含む多チャンネルのモニタリング・システムが使用される。 この多チャンネルの、または重複して構成されたモニタリング・システムはさらに、サブシステムが互いのサブシステムの機能性をモニタすることが可能となるように構成される。 相互のモニタリングは普通では状態データの双方向交換を通じて実施される。 そのような知られている多チャンネルのモニタリング・システムは対称的に構成される。 これは、入力段によって供給され、モニタされるシステムの動作状態を制御する入力信号が図９に示されるようにモニタリング・システムの各々のサブシステムの入力部に直接印加されることを意味する。

本発明の中心的構想は、入力段によって準備される入力信号が各々のサブシステムに直接印加される以下で安全装置とも呼ばれる現在の対称で多チャンネルのモニタリング・システムとは対照的に、入力信号が所定の方式で変調され、次いでサブシステムに給電される以下で制御装置とも呼ばれる点に見受けられる。 特に、本発明による安全装置については、多様な制御装置の相互のモニタリングはない。 その代わりに、マイクロプロセッサ制御型制御装置がマスターとして働き、これがスレーブとして動作させられる他の制御装置をモニタする。

したがって、安全装置は安全関連の装置の多チャンネルの制御のために供給される。 この点で、安全関連の装置がオートメーション・システムのアクチュエータ、実行可能な安全関連のアプリケーション、および／またはオートメーション・システム自体を含み得ることに留意すべきである。

この目的のために第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置が供給され、これが第１のいわゆる制御チャンネルを形成する。 第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置はモニタリング信号を作り出すための信号発生装置を有する。 第２の制御チャンネルは第２の制御装置を有する。

このモニタリング信号は安全装置、特に第２の制御装置が第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置の適切な機能性をモニタすることを可能にするために主に使用される。

入力信号を第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置から入来するモニタリング信号で変調するように構成される入力段が第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置および第２の制御装置に接続される。 第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置および／または第２の制御装置は不良の発生に関する安全関連の装置を変調された入力信号への応答として所定の安全な状態へと設定する。

有利な改良点が従属請求項の主題事項である。

変調された入力信号を、例えば安全関連の視点の下で処理するために、第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置は安全関連のプログラムまたはプログラム部分を実行することが好ましい。 したがって、変調された入力信号は例えば確定した方式で符号化されることもあり得る。

信号発生装置は、これが第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置によってモニタリング信号を少なくとも１つの安全関連のプログラムの処理の関数として作り出すように構成される。 この点で、信号発生装置は第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置のマイクロプロセッサの構成要素であることが好ましいと述べられるべきである。

第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置および第２の制御装置は出力段へと接続される。 各々の制御装置は出力段を作動または作動停止させるための装置を有する。 特に、この出力段は少なくとも１つの切り換え装置を含み、これはリレーであってもよい。 しかしながら、この出力段はいくつかの切り換え装置を有することもやはり可能であり、これらが安全関連の装置の段階的で滑らかな作動停止を可能にする。

第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置にある作動／作動停止装置は接地電位に接続されてもよいスイッチを有し、その一方で第２の制御装置は電源電圧に接続されてもよいスイッチを有する。 場合によっては、第１の制御装置が電源電圧に接続されてもよいスイッチを有することもやはり当然ながら可能であり、第２の制御装置が接地電位に接続されてもよいスイッチを有することも可能である。 この方式で、安全関連の装置を安全な状態に設定するために、これらの制御装置は互いに独立して出力段を調節することが可能である。 出力段の回路関連の実践によると、第１の制御装置によって規定される出力段への接地電位の経路が閉鎖されて第２の制御装置を介して電源電圧が出力段に印加されるときにのみ安全関連の装置は動作状態にある。 次いで、接地電位経路が開かれ、かつ／または電源電圧が出力段から切り離されれば、安全関連の装置は出力段によって安全な状態へと移されることが可能である。

第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置は入力段および／または第２の制御装置をモニタするように構成されることが好ましい。

第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置のモニタリング信号による入力信号の変調は論理動作装置、特にＡＮＤゲートによって実行されることが可能である。 場合によっては、機械的スイッチでもある通例のスイッチが、スイッチを開閉するときにモニタリング信号を変調するために使用されることもやはり可能である。

モニタリング信号の誤りで無制御の発振に起因する第１および／または第２の制御装置の誤った機能発揮を防止するために第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置は適切な信号形状を供給しなければならない。 この目的のために、第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置は周波数がモニタリング信号の周波数よりも高い信号でモニタリング信号を変調するための変調器を有する。 この一層高い周波数の信号は第１の制御装置を制御するマイクロプロセッサのクロック信号であってもよい。 このケースでは、入力段は変調されたモニタリング信号および入力信号を変調するように構成される。 このケースでは、第２の制御装置は変調された入力信号の多様なスペクトル部分を検出および評価することが可能な位置にあるべきである。 この目的のために、第２の制御装置は復調器を有し、これが入力段から入来する変調された入力信号および第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置から入来する変調されたモニタリング信号への応答として不良が生じるときに安全関連の装置を所定の安全な状態へと設定する制御信号を発生させる。

この目的のために、この復調器はバンドパス・フィルタとして作用することが好ましい。 一層高い周波数の信号の周波数が所定の量で変えられると少なくとも１つの切り換え装置、特に単安定マルチバイブレータと一緒になってこの復調器が安全関連の装置を安全な状態に設定するための制御信号を供給する。

この復調器はハイパス・フィルタおよび第１のローパス・フィルタを有することが好ましく、これらの入力部の各々は第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置の出力部に接続される。 第１の単安定マルチバイブレータが供給され、これはリセット入力部、およびハイパス・フィルタの出力部に接続される信号入力部を有する。 第２のローパス・フィルタが供給され、その入力部は第１の単安定マルチバイブレータの否定出力部に接続される。 さらに、第２の単安定マルチバイブレータが供給され、その信号入力部が第１のローパス・フィルタの出力部に接続され、そのリセット入力部が第２のローパス・フィルタの出力部に接続される。 さらに、第３の単安定マルチバイブレータが供給され、その信号入力部が入力段の出力部に接続され、そのリセット入力部が第２の単安定マルチバイブレータの否定出力部に接続される。

第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置はソフトウェアを基本とし、第２の制御装置はハードウェアを基本とする、すなわち回路により実現されることが好ましい。 さらに、第２の制御装置はマイクロプロセッサによって制御されることもやはりあり得る。

入力信号は安全関連の装置の起動および安全な作動停止のために使用される２進の処理信号を含んでもよい。

本発明の別の視点によると、３相の電力増幅器が供給され、これは安全切り換え装置の中に集積化されることもやはりあり得る。

３相の電力増幅器は長年にわたって知られており、制御された方式で負荷に利用可能な３相電流発生器によって作り出される３相電流を作るために使用される。 これらの負荷は電力増幅器の単相または３相すべてに接続されてもよく、この方式で交流または３相電流が供給される。

知られている３相電力増幅器が図２に一例として示される。 概して１０で示される電力増幅器は相とも呼ばれる３つの配線２０、２１、および２２を有する。 従来、図示されていない３相電流電源装置につながる配線の端部はＬ１、Ｌ２、およびＬ３で示される。 配線３０、３１、および３２への交番電流の給電は象徴的に変圧器３０、３１、および３２でそれぞれ示される。 電力増幅器１０および／またはこれに接続される負荷を過電圧から保護するために、全体として４０で示される過電圧保護回路が配線２０、２１、および２２の間にある。 過電圧保護回路４０はキャパシタ、抵抗器、および／またはバリスタから作られるいくつかの直列および／または並列の回路を有することもあり得る。 そのような過電圧保護回路は知られており、したがってさらに詳細な説明を必要としない。

外側の配線の端部は慣習的にＴ１、Ｔ２、およびＴ３で示される。 図２が示すように、リレーの一部であるスイッチ接点５０が配線２１に接続される。 交番電流のスイッチとして働き、トライアックまたはこれに対応するサイリスタ回路で導入されてもよい半導体部品６０がスイッチ接点５０に並列に接続される。 抵抗器７０とキャパシタ７１から作られた直列回路およびこれらの部品に並列に接続されたバリスタを含むこともあり得る保護回路がトライアック６０に並列に設けられる。 この保護回路はトライアック６０および／またはトライアックのためにトリガ電圧を供給する光トライアックをスパイク電圧から保護するために使用される。 半導体スイッチ、例えばトライアック６０のためのそのような保護回路は知られており、したがってさらに説明される必要がないことに留意すべきである。

別のリレーにあるスイッチ接点８０が同様に配線２２に接続される。 トライアックの形態の半導体スイッチ９０、および抵抗器７０とキャパシタ７１から作られた直列回路ならびにこれらの部品に並列に接続されたバリスタ７２の形態の保護回路が今度は他方でスイッチ接点に並列に設けられる。 さらに、配線２１に割り当てられたリレー１１０および配線２２に割り当てられたリレー１２０を有する反転切り換え装置１００が第２と第３の線２１と２２の間に設けられる。 配線２１に割り当てられたリレー１１０は２つのスイッチ接点１１１と１１２を有し、その一方で配線２２に割り当てられたリレー１２０はスイッチ接点１２１と１２２を有する。 反転回路１００は接続された３相電流モータの稼働方向を変えるために使用される。 図示されたスイッチ状態では、リレー１１０のスイッチ接点１１１と１１２は入力部Ｌ２を配線２１の出力部Ｔ２に接続し、その一方でリレー１２０のスイッチ接点１２１と１２２は入力部Ｌ３を配線２２の出力部Ｔ３に接続する。 この接続された状態では、３相電流モータは例えばこのスイッチ接点位置で時計回りに回転する。 リレー１１０と１２０がトリガをかけられると、配線２２を経由して交番電流が配線２１の出力部に導かれ、配線２１から配線２２の出力部へと交番電流が導かれることを対応するスイッチ接点１１１と１１２、および１２１と１２２がそれぞれ保証する。 この方式で、接続された３相電流モータの稼働方向が変えられる。

知られている電力増幅器に使用される反転回路１００のリレー１１０と１２０は、配線２１と２２が途切れずに導通することを保証する。 知られている電力増幅器１０を作動停止させることは配線２１と２２に関してのみ可能であり、２つの配線それぞれに割り当てられたトライアック６０と９０が遮断モードで動作させられるようにスイッチ接点５０と８０が開にされる。 配線２１と２２を通って流れる電流をトライアックが単独で遮断しなければならないので、約１２００Ｖのオフ状態電圧に耐えることが可能な特別の半導体部品が使用される。

図２に示された知られている電力増幅器は、電力増幅器の３相の作動停止が不可能であるので安全部類３の必要条件を満たすのに適していない。 これは配線を開にすることが可能なスイッチが配線２０にないという理由による。

本発明の別の態様は、上記で指定された３相電力増幅器がさらに、安全部類３および同様に停止部類０と１の必要条件を満たすようにさらに展開される点に見られる。

本発明の別の態様は、電力増幅器のために使用される半導体スイッチに関してさらに経済的な半導体部品の使用を可能にする新規の反転切り換え装置が特定されるという点に見られる。 この新規の反転切り換え装置のおかげで半導体スイッチはオフ状態電圧が約１２００Ｖにある図２に示された電力増幅器におけるよりも低いオフ状態電圧、すなわち遮断状態で約８００Ｖに晒される。 さらに、半導体スイッチのために図２による知られている３相電力増幅器内に供給される保護回路が新規の電力増幅器では除外されることが可能である。

本発明の中心的構想は、完全に作動停止されることが可能であり、したがって安全部類３の必要条件を満たす３相電力増幅器が作り出されるという点に見られる。 この目的のために、３相電力増幅器の各々の配線が作動停止させられることが可能であることが必要である。

本発明の別の中心的構想は、使用される半導体スイッチの電気的負荷が電力増幅器の作動停止した動作において削減されるという点に見られる。 この目的のために、２つの配線が所定のスイッチ接点位置で分離されるように例えば各々が２つのスイッチ接点を有する２つのリレーが２つの配線の間に並列に接続される特別の反転切り換え装置が使用される。 その結果、これら２つの配線を通って流れる電流は、現状技術にあるように使用される半導体スイッチによって単に遮断されるのではなく、主に反転切り換え装置の電気機械的スイッチ接点によって遮断される。

したがって、３相電力増幅器は少なくとも１つの負荷、特に第１、第２、および第３の配線を有する３相電流モータを駆動するために供給される。 入力側では、３相電力増幅器が３相電流電源装置に接続されてもよい。 ３相電力増幅器が安全部類３ならびに部類０の停止または１の停止の必要条件を満たすことが可能となるように、各々の配線の開閉端部で少なくとも１つのスイッチ接点が各々の配線に割り当てられる。 電力増幅器の３相の作動停止をさらに安全に保証するために、異なる配線に割り当てられる少なくとも２つのスイッチ接点は互いに独立して駆動される。

有利な改良点が従属請求項の主題事項である。

各々の配線内の少なくとも１つのスイッチ接点が電磁スイッチ素子に割り当てられる。 この方式で、例えば第２と第３の配線において配線が半導体スイッチの使用で機械的に切り離されることでさえ可能となることが保証される。 作動停止状態での駆動は電力供給されないので、図１に示された電力増幅器に相対して触って危険な電圧は存在しない。

第１と第２のスイッチ接点を備えた第１のスイッチ素子が第２と第３の配線の間に接続されることが好ましく、ここでは第１のスイッチ接点が半導体スイッチのうちの１つに並列に接続され、第２のスイッチ接点が半導体スイッチのうちの他方に並列に接続される。 第１と第２のスイッチ接点は特許請求項１による述べられた制御可能なスイッチ接点を各々含んでもよい。

これらの半導体スイッチは交番電流スイッチであるトライアックを含んでもよく、そのトリガ電力は電源電圧に接続された装置によって供給される。 トリガ・エネルギーを供給するための装置は、たとえその時間内に第１のスイッチ素子の第１と第２のスイッチ接点が作動させられても所定の時間についてトリガをかけられた状態に半導体スイッチを保つように構成される。 これは、第２と第３の配線の間に配置された第１のスイッチ素子が殆ど摩耗を伴なわずに接続されることを保証する。

２つの配線間で３相電力増幅器の作動停止状態において半導体スイッチに加えられるオフ状態電圧（通常では１０００Ｖのオフ状態電圧が半導体スイッチに加えられる）を削減することを可能にするために、互いに独立して駆動させられることが可能であって各々が第１と第２のスイッチ接点を有する２つの第２のスイッチ素子を含む反転切り換え装置があり、スイッチ素子の第１のスイッチ接点は一方の配線に接続され、スイッチ素子の第２のスイッチ接点は他方の配線に接続される。 第１と第２のスイッチ接点の所定の位置で、２つの配線を通って流れる電流は遮断される。 したがって、遮断機能はもはや半導体スイッチに独占的に負担させられなくなり、代わって機械的スイッチによって支えられる。 その結果、電力増幅器は図１による知られている電力増幅器に相対して電流を伴なわずに作動停止させられることが可能である。

第１の代替例によると、反転切り換え装置の第２のスイッチ素子の第１のスイッチ接点は第２の配線に接続され、第２のスイッチ素子の第２のスイッチ接点は第３の配線に接続される。

この第１の代替例では、少なくとも２つのスイッチ接点を備えた第３のスイッチ素子が第１の配線に接続されることが好ましい。 この方式では、３相電力増幅器の各々の配線に少なくとも２つのスイッチ接点が供給されることが保証される。 これは、３相電力増幅器が停止部類０および停止部類１の条項を満たすことを保証する。 その結果、たとえスイッチ接点が故障しても、電力増幅器の安全な３相の作動停止はまだ常に可能である。

反転回路装置の代替例の配線は、２つの第２のスイッチ素子の第１のスイッチ接点が第１の配線に接続され、２つの第２のスイッチ素子の第２のスイッチ接点が第３の配線に接続されることを提供する。

第３のスイッチ素子が第１と第２のスイッチ接点を与えられ、ここで第１のスイッチ接点が第１の配線に接続され、第２のスイッチ接点が第２の配線に接続されるように第２の代替例に従って電力増幅器を作動停止させることによって安全の度合いは第１の代替例に相対して高められることが可能である。 これは、互いに独立して制御されることが可能である２つのスイッチ接点と半導体スイッチが各々の配線に供給されることを保証する。

したがって、各々が２つのスイッチ接点を備えたリレーのみが電力増幅器内で使用されることが好ましいので、図１に示された電力増幅器に相対して大幅に向上した安全のために使用されるリレーの数は同じままである。

従来、半導体スイッチは保護装置によって過電圧と他の電気的妨害から各々保護される。 この点で、反転切り換え装置の特定の配線、およびその２つのスイッチ接点が配線１かまたは第１と第２の配線に接続される電気機械的スイッチ素子の使用が保護回路を伴なわずに半導体スイッチの使用をやはり可能にすることに留意すべきである。

知られている方式では、過電圧に対する保護回路は３つの配線の間に接続されることが可能である。

３相電力増幅器の適切な作動および作動停止のために、制御装置、必要であればプログラム可能な制御装置もやはりスイッチ素子および半導体スイッチを駆動するように供給される。

不良が生じると３相電力増幅器を迅速かつ信頼性を有して作動停止させることを可能にするために、配線に流れる電流、配線の間にある出力電圧、および／または少なくとも１つの接続された３相電流モータの稼働方向をモニタすることができるモニタリング装置が供給され、モニタリング装置への応答として制御装置が対応するスイッチ素子および半導体スイッチを駆動する。

上記で指定された技術的課題は３相電力増幅器のために特に設けられる反転切り換え配列によって同様に解決される。 この反転切り換え配列は２つのスイッチ素子を有し、これらは互いに独立して制御されることが可能であり、各々が第１と第２のスイッチ接点を有する。 スイッチ素子の第１のスイッチ接点は第１の配線に接続され、第２のスイッチ接点は第２の配線に接続される。 スイッチ接点の配線と配列は接続された配線を通って流れる電流が第１と第２のスイッチ接点の所定の位置で遮断されるように選択される。

本発明の他の態様によると、周期的アナログ信号を測定するための装置が供給され、これは同様に安全切り換え装置に集積化されることが可能である。

過電流または過電圧に対する電気的駆動部、例えばモータの保護は現在主にバイメタルを基本とする機械的モニタリング素子を通じて実現される。 機械的バイメタルのトリガ特性は使用される金属、および同様にモータ電流を搬送するグロー・プラグの熱伝導によって決定される。 温度依存性の補償回路が使用されるが、機械的バイメタルのトリガ挙動は周囲温度の変動によって変えられる可能性が高い。 付け加えると、そのような機械的モニタリング素子は不純物混入およびその構成要素の損耗に極めて敏感であり、それにより、モニタリング素子は頻繁にチェックおよび保守管理されなければならない。

したがって最近では、電子バイメタル・スイッチがますます高まる頻度でモニタリング素子として使用されてきた。 これらは機械的モニタリング素子に相対して大幅に高い精度で動作して有意の損耗を有さず、かつ外部の影響に一層左右されにくい。

しかしながら、電子バイメタル・スイッチにトリガをかけるために必要な測定装置が電子バイメタル・スイッチのために使用される。 使用されるこの測定装置は、とりわけ、公称モータ電流の７倍に等しいと見込まれるいわゆる「突入電流」を検出することが可能でなければならず、かつモータの公称電流範囲内で適切な分解能と精度を有さなければならない。 したがって、考え得る最大電流範囲内の電流、すなわち公称電流と過電流が検出されることが可能となるように測定装置の高価で複雑な寸法設定が必要である。 これは極めて大きくかつ高価な測定装置につながり、なぜならば特に電流変成器がそれに応じて過大寸法にされなければならないからである。

本発明の中心的構想は、過電流のピーク振幅が存在する、特に過電流の知られている曲線形状の考慮の下に算定されることが可能な測定装置と測定方法が提供されるという点に見られる。 この方式で、たとえ測定装置が所定の測定範囲内にある公称電流のためにのみ寸法設定されていても所定の測定または動作範囲の外側でもやはり測定装置を動作させることが可能である。

したがって本発明はさらに、電気装置の公称電流範囲に関して設計され、したがって経済的な電気的および電磁気的部品類で構成されることが可能であってそれでもなお過電流が検出されることが可能である測定方法と測定装置を提供する仕事に基づいている。

したがって、振幅が所定の動作範囲の外側にある周期的アナログ信号を測定するための測定装置が提供される。 この測定装置は、測定されるアナログ信号の振幅が大きさの点で所定の閾値以上である時間的期間を判定するための装置、ならびに測定されるアナログ信号の最大振幅を判定された時間的期間と信号の形、特にこのアナログ信号の信号周波数から計算する評価装置を有する。

この点で、「所定の動作範囲」は測定信号が測定装置、すなわち測定装置が構成される１つまたは複数の電気部品をオーバーフローへと駆り立てず、したがって従来の方式で測定されることが可能である範囲であると理解されることが述べられるべきである。 「大きさの点で〜よりも大きい」という語句は周期的なアナログ信号がその最大と最小のピーク値の範囲の外に出ることもあり得る状況を考慮に入れている。

有利な改良点が従属請求項の主題事項である。

測定装置の判定装置は測定されるべきアナログ信号をあるサンプリング速度でサンプリングするためのサンプリング装置、ならびに大きさの点で所定の閾値以上である連続的なサンプル値を検出および計数するための装置を有することが好ましい。 このケースでは、評価装置はアナログ信号の最大振幅を計数されたサンプル値の数、サンプリング速度、および信号周波数の関数として計算するように構成される。

この点で、この閾値は例えばアナログ信号の従来式の測定が可能である測定装置の所定の動作範囲の上限および／または下限の値であってもよいことが述べられるべきである。 しかしながら、この閾値はまた、大きさの点で上限および／または下限の値よりも所定の量で少なくてもよい。

アナログ信号が所定の信号周波数を備えた正弦波信号を含む場合、評価装置は次式を使用して最大振幅値を計算することが可能であり、

_ＡＢはサンプリング速度の逆数であり、Ｎは大きさの点で所定の閾値以上である計数されたサンプル値の数であり、Ｔは測定されるアナログ信号の周期である。

評価装置の計算能力を下げることを可能にするために、特許請求項４に言い換えられるように代替案の測定装置が供給される。

したがって、測定装置はあるサンプリング速度でアナログ信号をサンプリングするための装置を有する。 さらに、大きさの点で所定の閾値以上である連続的なサンプル値を検出および計数するための装置が供給される。 所定の動作範囲の外側にあるいくつかの基準信号の最大振幅値および大きさの点で所定の閾値以上である計数されたサンプル値の関連した数がメモリ装置内に保存される。 さらに、測定装置は検出および計数装置によって判定されたサンプル値の数への応答としてメモリ装置から関連した最大振幅値を読み取る評価装置を有する。 ここで、判定された数はメモリ・アドレスとして使用されてもよい。 この点で、最大振幅値が計算された振幅値を含み、これが所定の動作範囲の外側にある測定対象の信号の実際の最大振幅値について見積もられた値として見られるべきであることが強調されるべきである。

サンプリングされた値をデジタルで評価することを可能にするために、サンプリングされた値を相当するデジタル値へと変換するためのＡＤコンバータが供給される。

サンプリング装置のサンプリング速度がさらに高いと最大振幅値はさらに高い精度で計算されることが可能である。 しかし同時に、計算の費用が増大する。 したがって、サンプリング速度が調節可能であれば有用である。

特許請求の範囲に言い換えられている測定装置は、特に電気的駆動部内の過電流に対して保護される装置内で使用されてもよく、過電流に対して保護されるこの装置は計算された最大振幅値への応答としてこの装置を作動停止させることが可能なトリガ装置を有する。

上記で指定された技術的課題は、その振幅が所定の動作範囲の外側にあることもあり得る周期的アナログ信号を測定するための方法によって同様に解決される。 最初に、測定対象のアナログ信号の振幅が大きさの点で所定の閾値以上である時間的期間が判定される。 次いで、判定された時間的期間と信号の形状、特に測定対象の測定信号の信号周波数の関数として、所定の動作範囲の外側にある測定対象のアナログ信号の最大振幅が計算される。

有利な改良点が従属請求項の主題事項である。

測定対象のアナログ信号があるサンプリング速度でサンプリングされるという点で時間的期間が決定されてもよい。 次いで、大きさの点で所定の閾値以上である連続的なサンプル値が計数される。 アナログ信号の最大振幅が計数されたサンプル値の数、サンプリング速度、および信号周波数の関数として計算される。

回路に関連する費用および最大振幅値を計算する時間的費用を削減するために、所定の動作範囲の外側にある最大振幅および閾値以上であるサンプル値の関連した数が前もって判定されて保存される。 ここで測定対象のアナログ信号があるサンプリング速度でサンプリングされる。 大きさの点で所定の閾値以上である連続的なサンプル値が計数され、計数されたサンプル値の数に属する最大振幅値が読み出される。

添付の図面と結び付けて本発明が以下で実施形態を参照してさらに詳しく述べられる。 図中、同一の部品類または構成要素については同じ参照記号が使用される。

図１では、部品類がハウジングの中に収容されることが可能な一例の安全切り換え装置９００のブロック回路図が示されている。 安全切り換え装置９００は第１の接続装置９１０を有し、これによって安全切り換え装置９００は例えば３相電源ネットワーク（図示せず）に接続されることが可能である。 電源ネットワークに接続される３つの入力配線がＬ１、Ｌ２、およびＬ３で図１に指定される。 ３つの配線Ｌ１、Ｌ２、およびＬ３は電力増幅器２００に接続され、その３つの出力側配線はＴ１、Ｔ２、およびＴ３で指定される。 これら３つの出力側配線は第２の接続装置９２０に接続され、これに安全関連の装置、例えば３相電流モータが接続されてもよい。 いくつかの安全関連の装置、例えば単相または多相の駆動部が安全切り換え装置９００にやはり接続され得ることも考えられる。 したがって、使用される電力増幅器は単相または多相の構造を有することもあり得る。 簡略化された表現のために電力増幅器２００は図式的に示されるのみである。 電力増幅器２００は下記で図３に関連してさらに詳しく記述される。 この点で、図３に示される電力増幅器の代わりに図４に示される電力増幅器４００が使用されることもやはり可能であることに留意すべきである。

配線Ｌ１とＬ３内で電流変成器を備え、測定装置６１０の配線Ｌ１とＬ３にアナログ電流を供給する装置９３０が入力配線Ｌ１、Ｌ２、およびＬ３に接続される。 測定装置６１０はプログラム可能な制御ユニット、例えば制御装置８２０のマイクロコントローラまたはマイクロプロセッサ８２２の部品であってもよい。 しかしながら別個の機能モジュールとして構成されることもやはり可能である。 測定装置６１０は図６から８に関連して述べられる測定装置６１０を含むことが好ましい。 測定装置の主な仕事は配線Ｌ１とＬ３内の電流の振幅が所定の動作範囲の外側にあるかどうか判定することに見られる。 これがそのケースであれば、接続された３相電流モータを図示されていない電源ネットワークから分離するためにマイクロプロセッサ８２２がスイッチング・トランジスタ８２８を介して電力増幅器２００を制御する。 図１に概略で示されるように、スイッチング・トランジスタ８２８は電力増幅器２００の変圧器２７０に接続される。 マイクロプロセッサ制御型制御装置８２０は図１３と１４を参照して下記でさらに詳しく述べられる。 場合によっては、または追加的に、測定装置６１０に配線電圧を供給する変圧器を配線Ｌ１とＬ３の中にループにすることが可能である。 測定装置６１０は関連した電流信号による乗算を通じて受け取った電圧信号から実効電力を判定し、この実効電力が所定の動作範囲の中にあるか外側にあるか検査するように構成されてもよい。 動作範囲の実際の値、および３相電流モータを作動停止させることなく電流振幅が所定の動作範囲の外側にあることを許容される長さの時間的期間は操作者によって調節されてもよい。

さらに、安全切り換え装置９００は別の制御装置８４０を含み、これは復調器８３０およびスイッチング・トランジスタ８５０を有し、電力増幅器２００の変圧器２７０の異なる方の端部に接続される。 マイクロプロセッサ制御型制御装置８２０と制御装置８４０の両方が図１３と１４を参照して下記でさらに詳しく述べられる多チャンネルの安全装置８１０の部品である。 この点で、制御装置８２０と８４０の代わりに図１０に示される安全装置７５０の制御装置７７０と７８０が使用されてもよいことに留意すべきである。 この関連で、図１０および１３に示される出力段７９０が、例えば安全切り換え装置内で使用される電力増幅器２００に対応することもやはり留意すべきである。

その出力信号が安全切り換え装置９００の外部に接続される入力段７６０のインターフェースのデジタル出力部９４０を介して供給される変調器８２４が第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置８２０のマイクロプロセッサ８２２に割り当てられる。 この入力段が図１０および１３に示される安全装置７５０または８１０の入力段７６０を含んでもよいことに留意すべきである。 第２の制御装置８４０の出力信号も同様にマイクロプロセッサ８２２へと供給され、これが受け取った出力信号に応答して第２の制御装置８４０の適切な機能を検査することも可能である。 変調器８２４と結び付いてマイクロプロセッサ８２２はモニタリング信号を発生させ、２つの制御装置８２０と８４０が適切に動作しているかどうか信号で伝える。 安全切り換え装置９００に接続された３相電流モータが安全な状態へと移され得ることを可能にするために、安全切り換え装置９００の回路部品、特に制御装置８２０と８４０が故障しているかまたは入力段７６０に実装された非常回路ブレーカ７６５が外部から作動させられれば非常回路ブレーカ７６５の入力信号と変調器８２４の出力信号の両方が、例えばＡＮＤゲートであってもよい論理動作装置７６２に供給される。 入力段７６０の論理動作装置７６２の出力信号は接続６３を介して安全切り換え装置９００のインターフェースのデジタル入力部９４５に供給される。 インターフェース９４５を経由して、入力信号は第２の制御装置８４０の復調器８３０に到達し、接続６３'を経由してマイクロプロセッサ８２２に到達する。 変調器８２４によって作り出されたモニタリング信号がシステムの誤りを信号で伝えていること、および／または非常回路ブレーカ７６２が作動させられたことを制御装置８４０の復調器８３０または制御装置８２０のマイクロプロセッサ８２２が識別すれば、配線Ｌ１、Ｌ２、およびＬ３を介した出力配線Ｔ１、Ｔ２、およびＴ３への電力供給、したがって接続された３相電流モータへの電力供給が切り離されるように、相当するスイッチング・トランジスタ８２８と８５０がトリガをかけられる。

この点で、簡略化された表現のために図１に示される入力段７６０が非常回路ブレーカを象徴する１つのスイッチ７６５のみを含むことが示されるべきである。 いくつかのスイッチを備えた非常回路ブレーカを使用することもやはり考えられ、このケースではこれらのスイッチはインターフェースの独立した出力部９４０およびインターフェースの独立した入力部９４５に各々接続されてもよい。 非常回路ブレーカの代替として、または追加として入力段７６０が防護ドアおよび／または両手スイッチを有し得ることもさらに考えられる。 この実施形態によると、下記でさらに詳しく述べられるように適切な出力信号がマイクロプロセッサ制御型制御装置８２８の変調器８２４のモニタリング信号と共に論理動作装置７６２へと接続される。

これらの特別の対策のおかげで安全切り換え装置９００は、安全切り換え装置９００に接続された安全関連の装置、例えば３相電流モータの複雑で多目的の安全関連のモニタリング機能を引き受ける立場にある。 特に有用な実施形態では、接続装置９１０と９２０、電力増幅器２００、制御装置８２０と８５０の部品類、およびインターフェース９４０と９４５もやはり回路基板（図示せず）上に配列される。 その結果、安全関連の装置を備えたシステムの導入のために保証されるべき事柄は、安全関連の装置が安全切り換え装置９００に接続されることである。 安全関連の装置が適切なモータ保護スイッチと保護リレー、および必要であれば非常回路ブレーカへと接続されるべき方法に操作者は注意を払わなければならない。 したがって間違った配線の危険性は知られている対策に相対して大幅に削減される。

さらに、インターフェース９４５は２つの線ＲとＬが接続される２つのデジタル入力部を有してもよく、これらによって３相電流モータの時計回りおよび反時計回りの稼働のための制御信号が印加されることが可能である。 これらの制御信号は同様にマイクロプロセッサ８２２へと供給され、したがってこれが電力増幅器を制御する。 さらに明瞭にするために個々の接続線は図１に示されていない。 さらに、インターフェース９４５は別の入力部Ｒ１を有し、図示されていないリセット・キーがこれに接続されてもよい。 例えば、印加されるリセット信号の波形側面がマイクロプロセッサ８２２によって検出されることが可能であり、次いでこれが電力増幅器２００を制御し、それにより、誤りのせいで３相電流モータを作動停止させた後に３相電流モータを動作に戻す。

３相電力増幅器 図３は３つの配線２１０、２１１、および２１２を備えた３相電力増幅器を示しており、これは安全切り換え装置９００内で使用されてもよい。 図示されていない３相電流電源装置の方向を指す配線の端部は従来Ｌ１、Ｌ２、およびＬ３で指定され、その一方で遠位の配線端部は通常の指定Ｔ１、Ｔ２、およびＴ３を持っている。 配線端部Ｌ１、Ｌ２、およびＬ３の近傍には知られている過電圧保護回路２２０があり、これは３つの配線２１０、２１１、および２１２の間で図２に示された保護回路４０と同様に構成されてもよい。 この実例では２つのスイッチ接点２３１と２３２を備えたリレーである電気機械的スイッチ素子２３０が配線２１０と２１１の間に接続される。 スイッチ接点２３１は配線２１０に接続され、その一方でスイッチ接点２３２は配線２１１に接続される。 この実例ではやはりリレーである第２の電気機械的スイッチ素子２４０が配線２１１と２１２の間に接続される。 やはりリレー２４０は２つのスイッチ接点２４１と２４２を有する。 スイッチ接点２４１は配線２１１に接続され、その一方でスイッチ接点２４２は配線２１２に接続される。 概して２５０で指定され、半導体素子としてトライアック、すなわち交番電流スイッチ、およびこのトライアックに並列に接続された抵抗器２５２とキャパシタ２５３から作られる直列回路を有する切り換え装置がスイッチ接点２４１に並列に接続され、この直列回路はトライアック２５１のための保護回路として働く。 この点で、３相電力増幅器２００のこの特定の回路配列は保護回路が不要になるという結果を有することが述べられるべきである。 この理由は下記でさらに詳しく考察される。

同様の方式で、トライアックとして構成される半導体スイッチ２６１をやはり同様に有する切り換え装置２６０がスイッチ接点２４２に並列に接続される。 さらに、場合によって使用される保護回路が半導体スイッチ２６１に並列に接続される。 この保護スイッチはやはり同様に、例えばキャパシタ２６３と抵抗器２６２を含む。 トライアック２５１と２６１のためのトリガ・エネルギーは、例えば交番電圧に接続されることが可能な変圧器２７０によって供給される。 知られている方式では、トライアック２５１と２６１のためのトリガ・エネルギーは光トライアックによって知られている方式で供給されることもやはり可能である。 トライアックではなく、逆並列サイリスタが半導体スイッチ２５１および２６１として使用されることもやはりあり得る。

この点で、図２に示された知られている電力増幅器に相対した図３に示される３相電力増幅器の利点は一層費用効果の高い部品が半導体スイッチ２５１と２６１のための半導体部品として使用され得るという点に見られることが述べられるべきであり、なぜならば半導体スイッチ６０と９０が約１２００Ｖのオフ状態電圧に耐えなければならない一方で半導体スイッチ２６１と２５１は単に約８００Ｖのオフ状態電圧に晒されるからである。 これに関する１つの理由は、図２に示された電力増幅器による反転保護回路１００が接続された図示されていない３相電流モータの稼働方向を制御するにすぎないという点に見られる。 対照的に、図３による電力増幅器２００では反転切り換え装置２８０が使用され、これは接続された３相電流モータの稼働方向を変えることが可能であるのみでなく、電力増幅器を作動停止させるためにもやはり使用される。 この目的のために、反転切り換え装置２８０は配線２１０と２１２の間で並列に接続される２つの電気機械的スイッチ素子２９０と２９５を有する。 両方のスイッチ素子は例えばリレーとして構成されてもよい。 リレー２９０は２つのスイッチ接点２９１と２９２を有し、スイッチ接点２９１は配線２１０に接続され、スイッチ接点２９２は配線２１２に接続される。 リレー２９５も同様に２つのスイッチ接点２９６と２９７を有する。 スイッチ接点２９６は配線２１０の接続部Ｔ１に接続され、その一方でスイッチ接点２９７は導線２１２の接続部Ｔ３に接続される。 したがって、スイッチ素子２９０および２９５が配線２１０と２１２の間に配置されるので、それらのスイッチ接点は反転回路２８０が図示されたスイッチ接点２９１、２９２、２９６、および２９７の位置で配線２１０と２１２を分離するように反対のベクトル方向で駆動されることが可能である。 配線２１０および２１２を流れる電流はこのようにして機械的に遮断される。 リレー２９５のスイッチ接点２９６および２９７が内側に向かって接続され、したがって交差した配線区分３０２と３０３にそれぞれ接続されると、配線の開始部Ｌ１から配線の出口Ｔ３または配線の開始部Ｌ３から配線の出口Ｔ１に流れる電流が達成される。

対照的に、リレー２９０のスイッチ接点２９１および２９２が外側に向かって接続されれば、これらは配線区分３００および３０１をリレー２９５のスイッチ接点２９６および２９７とそれぞれ接触させる。 スイッチ接点のこの位置は、スイッチ接点２３１およびスイッチ接点２４２が閉じられ、かつ／またはトライアック２６１がトリガをかけられると電流が配線２１０および２１２を通って流れることを可能にする。

リレー２３０、配線２１０と２１２の間の反転切り換え装置２８０の特別の配線、配線２１１と２１２の間に接続されるリレー２４０、および同様に半導体スイッチ２５１と２６１のおかげで３相電力増幅器に関する安全部類３の必要条件が保証されるが、なぜならば電力増幅器２００の３相の作動停止が可能であるからである。 さらにこの実施形態では、各々の配線に少なくとも２つの機械的スイッチ接点があり、スイッチ接点または半導体スイッチ素子が故障すればこれらがやはり電力増幅器の安全な作動停止を達成する。 既に述べられたように反転切り換え装置２８０が図２に示された反転切り換え装置１００とは対照的に配線２１０と２１２に関して作動停止機能を有するので、さらに独立したスイッチ接点２３２が配線２１１内に配置されるので、作動停止状態において、図２に示された電力増幅器の半導体スイッチ素子６０および９０に対するよりも低いオフ状態電圧が半導体素子２５１および２６１に印加される。 したがって、さらに経済的な部品が半導体スイッチ素子を実現するために使用されることが可能であり、保護回路が除外されることが可能である。

図４では、概して４００で指定される３相電力増幅器の代替例の実施形態が示されている。 図３に示された電力増幅器２００と同様に、図４に示される電力増幅器もやはり各々の配線内に少なくとも２つの機械的スイッチ接点を有する。 電力増幅器４００もまた図４に４１０、４１１、および４１２で指定される３つの配線を有する。 例えば変圧器４２０、４２１、および４２２を介して交番電流が配線４１０、４１１、および４１２に供給される。 入力側で、図３に示された電力増幅器２００と同様に過電圧保護回路４３０が配線４１０、４１１、および４１２の間に接続される。 図３に示された電力増幅器２００と同様に、リレー４３０の形で電気機械的スイッチ素子が配線４１１と４１２の間にあり、これが２つのスイッチ接点４３１と４３２を有する。 スイッチ接点４３１は配線４１１内に置かれ、その一方で第２のスイッチ接点４３２は配線４１２内に置かれる。 図３に示された切り換え装置２５０と同様にトライアックであってもよい半導体スイッチ素子および場合によって保護回路を有してもよい切り換え装置４４０がスイッチ接点４３１に並列に接続される。 同様の方式で、トライアックとして構成された半導体スイッチおよび場合によって保護回路を有してもよい切り換え装置４４５がスイッチ接点４３２に並列に接続される。 図３に示された電力増幅器２００とは対照的に、例えば２つのスイッチ接点４５１と４５２を備えたリレー４５０が配線４１０に接続される。 図３による電力増幅器２００とは対照的に、反転切り換え装置４６０が第１と第３の配線の間ではなく、代わりに第２の配線４１１と第３の配線４１２の間に接続される。 反転切り換え装置４６０は図３に示された反転切り換え装置２８０と同様にリレーの形の２つの電気機械的スイッチ素子４７０と４７５を有する。 リレー４７０もやはり２つのスイッチ接点４７１と４７２を有し、スイッチ接点４７１は配線４１１に接続され、その一方でスイッチ接点４７２は配線４１２に接続される。 同様の方式でリレー４７５は２つのスイッチ接点４７６と４７７を有する。 スイッチ接点４７６は配線４１１に接続され、その一方でスイッチ接点４７７は配線４１２に接続される。 反転切り換え装置４６０は配線区分４８０、４８１、４８２、および４８３をさらに含み、配線４１１から配線４１２へと流れる電流およびその逆の電流、配線４１１および４１２を通る電流の流れの変更、および配線４１１および４１２を通って流れる電流の遮断を可能にするためにこれらの区分にリレー４７０と４７５のスイッチ接点が振り向けられてもよい。 この機能は電力増幅器２００に関連して既に詳しく説明された。 リレー４７０のスイッチ接点４７１と４７２およびリレー４７５のスイッチ接点４７６と４７７は、反転切り換え装置４６０が図４に示されたスイッチ接点の位置で配線４１１および４１２を通って流れる電流を機械的に遮断することが可能となるようにやはり反対のベクトル方向で駆動されることが可能である。 出力側で、配線４１０、４１１、および４１２上の出力電圧が測定されることを可能にする電圧検出器４９０が配線４１０、４１１、および４１２に接続されてもよい。 この目的のために、抵抗器４９１および４９４が配線４１０に接続される分圧器を形成し、抵抗器４９２および４９５が配線４１１に接続される分圧器を形成し、抵抗器４９３および４９６が配線４１２に接続される分圧器を形成する。 各々の配線の電流を測定することができる電流検出器（図示せず）が各々の配線４１０、４１１、および４１２に接続されてもよい。 測定された電圧と電流の値が処理制御装置およびモニタリング装置４０５に供給されてもよい。 さらに、処理制御装置および／またはモニタリング装置４０５はスイッチ接点４３１、４３２、４５１、４５２、４７１、４７６、４７２、４７７、および半導体スイッチ４４０と４４５に接続される。 これらのスイッチ接点および半導体スイッチはプログラム可能な処理制御に従って、または電力増幅器４００内の誤りを示す測定された電圧および／または電流の値に応答して駆動されてもよい。 同様に、処理制御装置および／またはモニタリング装置４０５が接続された３相電流モータの稼働方向をモニタしてもよい。

接続された３相電流モータが１つの稼働方向のみで運転されるとき、反転切り換え装置は除外されることが可能である。 これに対応する電力増幅器が図５に概略で示される。 この３相電力増幅器５００もやはり３つの配線５１０、５１１、および５１２を有する。 電力増幅器５００もまた安全部類３の必要条件を満たすことができるように、少なくとも１つのスイッチ接点５２０、５３１、および５３２が各々の配線に接続される。 電力増幅器５００の安全な３相の作動停止を可能にするために、少なくとも２つのスイッチ接点が互いに独立して駆動されることが可能である。 この実例では、スイッチ接点５３１と５３２は配線５１１および５１２に接続される電気機械的スイッチ素子５３０の一部である。 配線５１０に接続されたスイッチ接点５２０は独立したスイッチ素子の部品である。 したがって、スイッチ接点５２０はスイッチ接点５３１および５３２から分離および独立して駆動されることが可能である。 スイッチ接点の故障についてもやはり電力増幅器５００の安全な３相の作動停止を保証することを可能にするために、２つのスイッチ段が各々の配線に供給される。 第１のスイッチ段はスイッチ接点５２０、５３１、および５３２を含む。 第２のスイッチ段は配線５１２内のスイッチ接点５４０、配線５１０内のスイッチ接点５５１、および配線５１１内のスイッチ接点５５２を有する。 ここでも再びトライアックから構成されることが好ましい半導体スイッチ５６０および５７０がスイッチ接点５５１および５５２に並列に接続される。 スイッチ接点５５１および５５２はリレーに属していることが好ましい。

図３、４、および５に示された電力増幅器は妨害に対する高度の堅牢性によって、および電気機械的スイッチ素子の使用の結果による半導体スイッチ内の低い熱的および電気的損失によって区別される。

３相電力増幅器の機能が図４に示された変形例と結び付けて下記でさらに詳しく述べられる。

最初に、電力増幅器の活性化段階が述べられる。 第１の工程で、リレー４５０の２つのスイッチ接点４５１と４５２が処理制御装置およびモニタリング装置４０５によって閉じられる。 その結果、配線４１０を経由する閉じた電流経路が存在する。 接続された３相電流モータが運転される稼働方向に従って、３相電流モータの反時計回りの稼働を達成するためにリレー４７０のスイッチ接点４７１と４７２のどちらか一方がエネルギー供給され、または時計回りの稼働を達成するためにリレー４７５のスイッチ接点４７６と４７７が接続される。 スイッチ接点４７１と４７２が内側に向かって接続されれば、配線４１１に供給される交番電流はスイッチ接点４７１、配線区分４８１、およびスイッチ接点４７７を経由して配線４１２の配線接続部Ｔ３へと導かれ、その一方で配線４１２内に供給される交番電流はスイッチ接点４７２、配線区分４８２、およびスイッチ接点４７６を経由して配線４１１の配線接続部Ｔ２へと導かれる。 逆にスイッチ接点４７６と４７７が駆動されれば、配線４１１と４１２の間を交流する電流は存在しない。

約２０ｍｓ後、半導体スイッチ４４０と４４５が図示されていない電源装置によってトリガをかけられる。 例えば、半導体スイッチ４４０と４４５は図３に示された変圧器２７０を介してトリガ電力を供給されてもよい。 さらに２０ｍｓ後、リレー４３０のスイッチ接点４３１と４３２が閉じられる。 この特定の時間間隔が単なる例であると理解されるべきであることに留意すべきである。 これらの時間的期間はさらに短いことが好ましい。 同様に、トライアック４４０と４４５にトリガをかけてスイッチ接点４３１と４３２を同時に閉じることが考えられる。

このケースでは、給電配線４１１と４１２が供給されるようにリレー４７５のスイッチ接点４７６と４７７は外側に向かって接続されていると想定されるべきである。 スイッチ接点４３１と４３２が閉じられているので、半導体スイッチ素子４４０と４４５からのトリガ電力は再び作動停止させられることが可能である。 半導体スイッチ４４０と４４５は短い時間間隔、好ましくは２０ｍｓ未満についてのみ簡単な交番電流を切り換えればよいので、トライアックを実現するために経済的な半導体が相応に使用されることが可能である。 これが理由で、トライアック４４０および４４５の保護回路もやはり除外されることが可能である。

ここで電力増幅器４００の適切な作動停止が述べられる。 最初に、ここでも再び半導体スイッチ４４０と４４５がトリガをかけられ、次いでリレー４３０のスイッチ接点４３１と４３２が開かれる。 短期間、普通では２０ｍｓ未満について電流が半導体スイッチ素子４４０と４４５を経由して流れる。 約２０ｍｓ後、半導体スイッチ４４０と４４５からのトリガ電力が切り離され、それによって接続された３相電流モータの駆動は作動停止させられる。 さらに２０ｍｓ後、例えばスイッチ接点４５１と４５２が開かれて反転回路４６０のスイッチ接点４７６と４７７が再び内側に向かって接続され、それにより、これらはここで再び配線区分４８２と４８１の端部にそれぞれ接続される。 したがって反転切り換え装置４６０は再びオフ状態になる。 ここで３相電力増幅器４００の３つの配線すべてが開かれ、安全な作動停止状態が達成される。

動作中では、配線４１０、４１１、および４１２内の電流、およびこれらの配線に加えられる出力電圧もやはり処理制御装置およびモニタリング装置によってモニタされる。 処理制御装置およびモニタリング装置４０５が誤りのケースを識別するとすぐに、例えば配線４１０内のスイッチ接点４５１と４５２および、やはり、例えばスイッチ接点４７６と４７５およびスイッチ接点４７１と４７２が図３に示されたスイッチ状態に設定され、それにより、３相の機械的作動停止が安全に実施される。

図３に示された３相電力増幅器２００のスイッチ接点の機能および駆動は本質的に上述されて図４に示された電力増幅器４００の機能および切り換えに相当する。 図３に示された電力増幅器は図４に示された電力増幅器４００と相対して、各々の配線に少なくとも１つの機械的スイッチ接点の形のスイッチまたは半導体スイッチが供給されるのでたとえリレー２３０が省略されても電力増幅器の３相の作動停止が実施されることが可能であるという点で区別される。

測定装置 図６は、例えば正弦波形の電流を測定するために適した実例の測定装置６１０を示している。 測定装置６１０は公称の電流、すなわち所定の信頼性のある動作範囲内の電流を測定するために使用されるのみではない。 測定装置６１０の許容動作範囲の外側にある過電流が生じれば過電流の実際のピーク値についてもやはり値を判定するように使用される。 測定装置６１０およびその部品、特に電流変成器はモータの最大公称電流に関連して寸法設定されてもよく、したがって、公称モータ電流の７倍に等しくなることがあり得る過電流を測定することも可能な測定装置よりも大幅に小さくかつ一層経済的に作られることが可能である。

この目的のために、入力側で測定装置６１０はサンプル・ホールド素子６２０を有してもよく、これに測定対象であって例えば安全切り換え装置９００の配線Ｌ１からタップで取り出される周期的アナログ信号が印加されてもよい。 サンプル・ホールド素子６２０は調節可能であってもよい所定のサンプリング速度で測定対象のアナログ信号をサンプリングする。 測定対象のアナログ信号のアナログ・サンプルが印加されるサンプル・ホールド素子６２０の出力はＡＤコンバータ６３０に供給され、これがサンプルを関連するデジタルのワードへと変換する。 例えば、ＡＤコンバータ６３０は印加されたサンプルの値から６１０ビットの長さを備えたデジタル値を作り出すことが可能である。 そのような１０ビットのＡＤコンバータに関すると、アナログ・サンプルは１０ビットの配列へとそれぞれ変換され、これが今度は他方で０と１０２３の間の対応する１０進数へと変換されることが可能である。 ここで、正弦波信号のゼロのラインが１０進の計数値５１２に割り当てられる限り、例えば１０進の値０は最小電流値に相当し、１０進の計数値１０２３は許容動作範囲内の最大電流値に相当する。 そのようなケースは図７に示される。

ＡＤコンバータ６３０の出力部はコンパレータ６４０の入力部へと接続され、ここで例えば測定のサンプルに関してＡＤコンバータ６３０内で形成された１０進の計数値が閾値と比較される。 このケースでは、閾値が測定装置６１０の許容動作範囲の上限および／または下限の値、すなわち図７および８に破線で示されるような１０進の値の１０２３および／または１０進の値の０と一致すると仮定されるべきである。 コンパレータ６４０の出力部は幾つの連続する計数値が閾値１０２３および／または０に相当するか計数するカウンタ６５０へと接続される。 評価装置６６０がカウンタ６５０の出力部に接続される。 下記でさらに詳しく述べられるであろうが、評価装置６６０は最大振幅値、すなわち測定装置６１０の動作範囲の外側に位置する測定対象のアナログ信号のピーク値を判定するために使用される。

代替例の実施形態によると、最大振幅を判定するために必要な相当する値は評価装置６６０によってアクセスされることが可能なテーブル・メモリ６７０内に前もって保存された。

図６に示された測定装置６１０の機能は２つの実施形態に関連して下記でさらに詳しく述べられる。

最初に、図７を考える。 図７では、２０ｍｓの周期で測定された交番電流が示されており、これは５０ｋＨｚ（ｆ＝１／２ｍｓ）のサンプリング速度でサンプル・ホールド素子６２０内にサンプリングされる。 サンプルは２ｍｓの間隔を備えた矢印として図７に示される。 測定電流が測定装置６１０の許容測定範囲内に位置することに留意すべきである。 測定または動作範囲の許容上限および下限は破線で示され、２つの１０進の値０と１０２３に割り当てられる。 測定対象の信号がこの測定範囲内にある限り、測定装置６１０は従来式の測定モードで動作する。

図８に示されるように測定信号が許容測定範囲を超えれば、許容動作範囲に関して寸法設定されているにすぎないＡＤコンバータ６３０はもはや信号を正しく分解することが不可能であり、オーバーフロー状態に入る。 これは、許容測定範囲の外側にあるサンプルがすべて最大と最小の計数値、すなわち１０２３と０でそれぞれ表わされるという結果を有する。 この時点で、測定装置６１０は第２のモードに移行し、許容動作範囲の外側にある測定電流のピーク値が判定される。 このピーク値を判定するための２つの変形例が下記で述べられる。

測定信号は正弦波形の入力パラメータを含み、これは、

測定信号の周期および下記で過電流周期とも呼ばれ、測定信号が許容測定範囲を超える長さを特定する周期Ｔｕが知られている場合、最大振幅は次式によって計算されることが可能であり、

式中、公称範囲に関してｉ（ｔ）＝１であり、ω＝２π／Ｔであり、Ｔは測定信号の周期であり、ｔ＝Ｔ／４−Ｔｕ／２であり、Ｔｕは過電流周期である。

しかしながら、いわゆる過電流周期Ｔｕは直接測定されることが不可能である。

しかしながらこれは、例えば大きさの点で所定の閾値以上であるサンプルの値の数から計算されることが可能である。 この実例では、許容測定範囲の上限値を表わす計数値１０２３に閾値が一致すると仮定される。 さらに、サンプル・ホールド素子６２０のサンプリング速度１／Ｔ _ａｂが分かっていれば、過電流周期Ｔ _ｕは、

Ｔｕ＝Ｎ＊Ｔ _ＡＢ （４）

によって計算されることが可能である。
さらに正確な過電流時間Ｔｕが判定されることが可能である、すなわちサンプリング間隔Ｔ _ＡＢが小さくなるにつれてさらに正確な最大過電流振幅Ｉが計算されることが可能である。

式（４）が式（３）に代入されると、これは次の演算仕様を与え、

測定装置６１０の機能のさらなる記述のために図８に戻る。

測定装置６１０の入力部に加えられる測定電流の実際の振幅は過電流周期Ｔ _ｕについて明らかに許容測定範囲の上限および下限の値を超える。 上限値１０２３はこの例では閾値にも相当し、これは許容測定範囲の外側にあるサンプル値を判定するためにコンパレータ６４０によって必要とされる。

図８では、２０ｍｓに等しい測定対象の正弦波信号の周期Ｔと２ｍｓに等しい２つの連続するサンプル値の間の時間的期間Ｔ _ＡＢの両方が示される。 図８に示された曲線では、ＡＤコンバータ３０がオーバーフローに起因して最大計数値１０２３を第２と第３のサンプル値に割り当てることが分かる。 サンプル値に割り当てられた計数値はコンパレータ６４０に供給され、これが計数値を閾値１０２３と比較する。 コンパレータ６４０は４ｍｓ後および６ｍｓ後にサンプリングされた２つの連続するサンプル値が最大計数値１０２３を取ったことを判定する。 次いでコンパレータ６４０はカウンタ６５０に２回トリガをかけ、これが計数値２を評価装置６６０へと転送する。 評価装置６６０はＡＤコンバータ６３０のサンプリング速度、すなわち１／Ｔ _ＡＢ 、カウンタによって供給された計数値Ｎ＝２、および測定対象の信号の周期Ｔもやはり知っているので、測定対象の信号の最大振幅値を式（５）に従って計算することが可能である。

評価装置６６０の回路に関連する複雑さおよびその計算の負担を少なくすることを可能にするために、計数サンプル値の判定された数および関連した最大振幅値はいくつかの基準信号に関してメモリ６７０内に保存される。

例えば同じ分かっている周波数を有するいくつかの基準信号が一定のサンプリング速度でサンプリングされるという点で、メモリ６７０内に保存された値が前もって判定される。 次いで各々の基準信号に関して、閾値１０２３へと変換されたサンプル値の数が判定される。 式（５）の補助で各々の基準信号に関して最大振幅値が最終的に判定され、関連する数Ｎと一緒にメモリ６７０内に保存される。

同封された表の中で、５０Ｈｚの周波数において基準信号に関して相当する値が例として記録され、ここでこの基準信号は６．６６ｋＨｚのサンプリング速度でサンプリングされている。

Ｎ／２で指定される左の縦列には許容測定範囲を超えた測定値の数の１／２が記録される。 Ｉ［Ａ］で指定される中央の縦列には式（５）に従って計算された適切な最大振幅値が記録される。 表の右の縦列には最大誤差がパーセントで記録され、これは測定された振幅値と実際の振幅値との間に存在する。

負記号は測定対象信号の実際の最大振幅値が式（５）に従って計算された最大振幅値よりも常に小さいことを示す。

この事実は、許容公称電流が所定の量で超えられると停止状態へと安全に移されるべき電気的駆動部において好都合である。

この点で、例えば非同期モータは原則として公称電流の７倍を受け得るにすぎないので表中に示されたＮ／２＝３０までの値が実際的に有意義であることが述べられるべきである。 これは、カウンタ６５０が計数値１０２３を備えた６２個を超える連続するサンプル値を計数したとき、測定装置６１０によって判定される９．１１２９の最大振幅値が非同期モータの公称値の７倍を超える値に相当するのでモニタされた非同期モータが作動停止させられることを意味する。 公称値の７倍に相当する電流がモータ内の回路短絡を指し示すことに留意すべきである。

本発明の結果、許容測定範囲内のみの信号を測定するように寸法設定される測定装置の補助で許容動作範囲の外側にある曲線の分かっている交番信号の振幅を評価することが可能である。

安全装置 図９は安全関連の装置（図示せず）のマイクロプロセッサ制御型のモニタリングのための知られているシステムの構成を概略で示している。 このシステムは２進の処理信号またはセンサ信号を互いに独立して動作する２つのサブシステム７２０と７３０に入力信号として印加する入力段７１０を有する。 各々のサブシステムがマイクロプロセッサおよび別個の電源装置を有してもよい。 各々のサブシステムはその出力側で、例えば接触器、または切り換え装置で作られた配列を有する出力段７４０へと接続される。 さらに詳しく示されていない安全関連の用途はこの出力段７４０によって規定の安全な状態へと移されることが可能である。 図９に示されるように、両方のサブシステム７２０と７３０は他方のサブシステムの機能性をモニタすることができるように構成される。 これらのサブシステムの相互のモニタリングは普通では図９に矢印で示されるように状態データの双方向の交換によって実施される。 各々のサブシステムは別々の制御チャンネルを形成し、これらによって出力段７４０が別々に駆動されることが可能である。 したがって、各々のチャンネルすなわち各々のサブシステムは出力段７４０を他方のサブシステムに無関係に安全として規定される状態へと設定することが可能である。

安全関連の装置を制御するための実例の多チャンネルの安全装置が図１０に示される。 この点で、安全関連の装置という用語がオートメーション・システム、オートメーション・システムの個別モジュール、および／またはソフトウェアの形の安全関連のアプリケーションとして理解され得ることに留意すべきである。

図９に示された配列と同様に、図１０に示される安全装置７５０は入力段７６０、第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０、および第２の制御装置７８０を有する。 ２つの制御装置７７０および７８０の各々の出力部が出力段７９０の一方の入力部に接続される。 出力段７９０は、例えばリレー７９５を有する。

第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０および第２の制御装置７８０はリレー７９５の独立した制御のための別々の制御チャンネルを各々形成するので、多チャンネルの制御装置７５０と述べる。 第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０はメモリでプログラムされるマイクロプロセッサ７７２、および制御ソフトウェアが保存されてマイクロプロセッサ７７２によってアクセスされることが可能なメモリ７７４を含む。 さらにマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０は、例えば下記でスイッチング・トランジスタとも呼ばれるＮＰＮバイポーラ・トランジスタとして構成されるスイッチ７７６を含み、これによってリレー７９５は接地電位接続部７７８へと接続されることが可能である。 接地電位経路は接地電位接続部７７８、スイッチング・トランジスタ７７６、およびマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０の出力部を出力段７９０の入力部、したがってリレー７９５の入力部へと接続する接続線８００を経由して規定される。 動作状態によると、マイクロプロセッサ７７２はスイッチング・トランジスタ７７６によって接地電位経路を開閉することが可能である。 マイクロプロセッサ７７２は下記で寿命信号とも呼ばれるモニタリング信号を発生させることが可能であるように構成され、その時間的プロファイルが図１１に示される。

マイクロプロセッサ７７２は入力段によって供給される信号で安全関連のプログラムを実行することが好ましく、それにより、不良が生じれば安全関連の装置は出力段７９０によって安全な状態へと信頼性を有して移されることが可能である。 不良の源は、例えばマイクロプロセッサ７７２自体、入力段７６０、または安全関連の装置であることもあり得る。 マイクロプロセッサ７７２によって作り出されるモニタリング信号はマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０の適切または間違った動作を反映する。

例えばマイクロプロセッサ７７２が安全関連のプログラムを始めるときにマイクロプロセッサが「ハイ」レベルを発生させるという点でモニタリング信号が作り出される。 マイクロプロセッサ７７２は安全関連のプログラムの実行を終えるとすぐに「ロー」レベルを発生させる。 図１１に、制御装置７７０の不良状態におけるモニタリング信号のプロファイルが示されている。 図１１に示される期間Ｔ _ｍは、例えば制御装置７８０内に導入された単安定マルチバイブレータの時間的期間に相当し、その満了の後に単安定マルチバイブレータは安定状態へと戻る。 そのような単安定マルチバイブレータは図１２に示された単安定マルチバイブレータ７８４として示される。 時間的期間Ｔ _ｍはまた、下記で単安定時間として指定される。 制御装置８００の機能が下記でさらに詳しく述べられる。

マイクロプロセッサ７７２によって作り出された寿命信号はマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０の出力によって入力段７６０の入力部へと印加される。 入力段７６０の他方の入力部には２進の処理信号がある。 この処理信号と寿命信号は、例えばＡＮＤゲート７６２の入力側に供給される。 ＡＮＤゲート７６２は両方の信号を結合させるかまたは変調し、制御装置７７０と７８０のためのいわゆる変調入力信号をその出力部に供給する。 場合によっては、論理ＡＮＤゲートではなく、いずれかの他の適切な論理動作装置または機械的スイッチが変調装置として使用されてもよい。 図１０に示された安全装置７５０では決定的要因は、入力段７６０を経由して入来する処理信号ではなく、モニタリング信号で変調された処理信号がマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０および制御装置７８０の入力部に直接印加されることである。

制御装置７８０がマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０とは無関係に出力段７９０を駆動することが可能であることにさらに留意すべきである。 この目的のために、例えばスイッチの役目を果たすトランジスタ７８２を経由して出力段７９０のリレー７９５に印加されてもよい電源電圧Ｖ _ＣＣが供給される。 この点で、スイッチング・トランジスタ７７８と７８２の導通状態では電流がリレー７８５を通って流れることに留意すべきである。

図１２に示されるように、制御装置７８０はスイッチング・トランジスタ７８２に加えて、

マスターの役目を果たすマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０が入力段７６０および制御装置７８０の不良を識別することが可能となるように、入力段７６０のＡＮＤゲート７６２の出力部および制御装置７８０の出力部は各々マイクロプロセッサ制御型制御装置７７０の入力部に接続される。 マイクロプロセッサ制御型制御装置７７０の制御装置７８０の入力パラメータおよび伝達関数は知られているので、入力段７６０および制御装置７８０の適切な動作がフィードバックされる出力信号によって確認されることが可能である。 入力パラメータの基準パラメータおよび制御装置７８０の伝達関数は制御装置７７０のメモリ７７４内に保存されてもよい。 不良が生じれば、制御装置７８０とマイクロプロセッサ制御型制御装置７７０の両方が、スイッチング・トランジスタ７７６を経由して形成される接地電位経路および接続線８００のどちらかが開かれ、かつ／または電源電圧が制御装置７８０のスイッチング・トランジスタ７８２によって作動停止させられるという点で、出力段７９０を出力段７９０のリレー７９５によって安全な状態へと変えることが可能である。

図１０に示された非対称で２チャンネルの安全装置７５０の実現において、寿命信号の不良で無制御の発信が生じ得ることも見込まれ、これが安全関連の装置の安全な作動停止を阻止することもあり得るという点に重大な態様が見られる。

この問題を解決するための安全装置が図１３に示される。 図１に示された安全切り換え装置９００に使用される一例の安全装置８１０は図１０に示された安全装置７５０と同様に入力段７６０を有し、これもやはり論理動作装置、例えばＡＮＤゲート７６２を有してもよい。 処理信号であってもよい入力信号がＡＮＤゲート７６２の一方の入力部に印加される。 やはり出力段７９０が設けられ、これは安全関連の装置の明確な作動停止を可能にするいくつかの相互作用するスイッチ素子７９５を有してもよい。 やはり同様に安全装置８１０は多チャンネル、この例では２チャンネルを備えて構成され、第１のマイクロプロセッサ制御型制御装置８２０がマスターの役目を果たし第２の制御装置８４０がスレーブの役目を果たす。 やはり同様に、制御装置８２０はソフトウェアに基づいたサブシステムであると見られることが可能であり、その一方で制御装置８４０はハードウェアに基づいたサブシステムとして構成されることが可能であり、これは図１４にさらに詳しく示されている。

マイクロプロセッサ制御型制御装置８２０も同様に低周波数のモニタリング信号または寿命信号を発生させることが可能なマイクロプロセッサ８２２を有する。 やはりマイクロプロセッサ８２２は安全関連のプログラムの実行開始時に上昇波形側面を作り出し、安全関連のプログラムの実行終了時に下降波形側面を作り出すことができる。 連続するパルスの時間間隔、すなわちモニタリング信号の周期性はやはり同様に単安定マルチバイブレータの単安定時間Ｔ _ｍによって規定される。 図１０による安全装置７５０とは対照的に、マイクロプロセッサ８２２によって作り出されるモニタリング信号は変調器８２４へと供給され、これが例えばマイクロプロセッサ８２２のクロック信号、クロック信号から派生する信号、または他の高周波数の信号であってもよい高周波数の変調信号で低周波数のモニタリング信号を変調する。 このケースでは、マイクロプロセッサ８２２のクロック信号が変調器８２４の第２の入力部に印加される。 変調器８２４によって作り出されたモニタリング信号は入力段のＡＮＤゲート７６２の他方の入力部および制御装置８３０の第１の入力部に供給される。 ＡＮＤゲート７６２の出力部には変調された処理信号が現れ、これがマイクロプロセッサ制御型制御装置８２０によって供給される変調モニタリング信号で変調される。 ＡＮＤゲート７６２の変調された出力信号はマイクロプロセッサ制御型制御装置８２０の入力部および制御装置８４０の他方の入力部に変調入力信号として印加される。 マイクロプロセッサ８２２もやはりＡＮＤゲート７６２から入来する出力信号を不良に関してモニタするための位置にある。 入力段７６０に関連する入力パラメータ、ならびに制御装置８３０の伝達関数はメモリ８２６内に保存されてもよい。 マイクロプロセッサ８２２は制御電極に接続され、この例では接続線８００を介して出力段７９０を接地電位へと接続することが可能なスイッチング・トランジスタ８２８のベースに接続される。 スイッチング・トランジスタ８２８は、例えばＮＰＮ型のバイポーラ・トランジスタとして構成されてもよい。 例えば、スイッチング・トランジスタ８２８のエミッタ電極は接地電位に接続され、スイッチング・トランジスタ８２８の制御電極は出力段７９０の入力部に接続される。 マイクロプロセッサ８２２は不良を識別すると、スイッチング・トランジスタが遮断されるようにスイッチング・トランジスタ８２８の制御電極に「ロー」レベルを印加するという点で、スイッチング・トランジスタ８２８を経由して形成される接地電位経路と接続線１００を分離することが可能である。

制御装置８４０の出力信号は入力側でマイクロプロセッサ制御型制御装置８２０へと接続される。 マイクロプロセッサ８２２もやはり同様に、保存された制御装置８４０の伝達関数を考慮に入れて制御装置８３０の不良挙動を識別することが可能となるように導入される。 制御装置８４０は復調器８３０を有し、これは図１４にさらに詳しく示される。

復調器８３０の出力部はスイッチング・トランジスタ８５０の制御電極に接続されてもよく、これによって電源電圧が出力段７９０に印加されることが可能である。 復調器８３０は図１２に示された制御装置７８０の単安定マルチバイブレータ７８４に機能で相当する単安定マルチバイブレータ８３１を有する。 単安定マルチバイブレータ８３１はＡで指定される入力部を有し、これにＡＮＤゲート７６２から入来する変調入力信号が印加される。 変調器８２４によって供給される変調モニタリング信号はハイパス・フィルタ８３２、およびＴＰ２で指定されるローパス・フィルタ８３３へと供給される。 ハイパス・フィルタ８３２の出力信号は他の単安定マルチバイブレータ８３４へと供給される。 単安定マルチバイブレータ８３４はマスター・リセット入力部を有し、これに電源電圧Ｖ _ＣＣがキャパシタ８３５と抵抗器８３６を有する直列回路を経由して印加されてもよい。 単安定マルチバイブレータ８３４の否定出力はＴＰ１で指定される他のローパス・フィルタ８３７の入力部に印加される。 ローパス・フィルタ８３３の出力部はＡで指定される単安定マルチバイブレータ８３８の第１の入力部に接続され、その一方でローパス・フィルタ８３７の出力部は単安定マルチバイブレータ８３８のマスター・リセット入力部に接続される。 Ｑ￣で指定される単安定マルチバイブレータ８３８の否定出力部は最終的に単安定マルチバイブレータ８３１のマスター・リセット入力部に接続される。
Ｑ￣で指定される単安定マルチバイブレータ８３１の否定出力部は制御電極、この例ではスイッチング・トランジスタ８５０のベースへと接続される。

図１５ａから１５ｉに示される曲線は復調器８３０の中の所定の観測点、したがって番号１から７で特徴付けられる観測点における入力または出力信号である。 電圧プロファイルは安全装置８１０の適切な動作中に生じる。 制御装置８２０の不良動作については、図１６ａから１６ｉ、または１７ａから１７ｉに示される電圧プロファイルが現れる。

図１０および１３にそれぞれ示された２つの安全装置７５０および８１０の機能が下記でさらに詳しく述べられる。 特に、制御装置７８０の機能が図１０に従って述べられ、図１３に示された制御装置８４０の機能がさらに詳しく述べられる。

最初に、図１０に示された制御装置７８０の機能が図１１と１２に結び付けてさらに詳しく説明される。

安全装置７５０を含む安全関連のオートメーション・システムが動作に設定されるケースが想定されるはずである。 開始時に、キャパシタ７８１と抵抗器７８３を経由して単安定マルチバイブレータ７８４のマスター・リセット入力部ＭＲに電位が印加され、これは単安定マルチバイブレータ７８４の否定出力部Ｑ￣が「ハイ」レベルに設定されるという効果を有し、これがスイッチング・トランジスタ７８２を遮断状態に設定する。 これが今度は他方で、電源電圧Ｖ _ＣＣがスイッチング・トランジスタ７８２を経由して出力段７９０に印加されないという効果を有する。 この方式で、電源電圧が印加され、かつ自己診断の実行が完了したときにのみ出力段７９０が動作に設定され得ることが保証される。

抵抗器の抵抗値とキャパシタの容量によって規定される時間の後、単安定マルチバイブレータ７８４のマスター・リセット入力部における電位が下がり、それにより、出力部Ｑ￣は入力部ＡにあってＡＮＤゲート７６２によって供給される変調入力信号によって決まる。 「ハイ」レベルを備えた処理信号が入力段７６０のＡＮＤゲート７６２にあると想定され、それにより、制御装置７７０の適切な機能発揮のために図１１に示されたモニタリング信号が単安定マルチバイブレータ７８４の入力部Ａに変調入力信号として存在する。 変調入力信号の最初の正の波形側面で単安定マルチバイブレータ７８４の出力部Ｑ￣がやはり単安定時間Ｔ _ｍについて「ロー」に設定される。 この時間の期間中、スイッチング・トランジスタ７８２は導通状態に保たれる。 単安定時間Ｔ _ｍの満了の前に図１１に示されるように別の正の波形側面がモニタリング信号に現れれば、単安定マルチバイブレータ７８４が再びトリガをかけられて出力部Ｑ￣がやはり単安定時間Ｔ _ｍについて「ロー」に設定される。 マイクロプロセッサ制御型制御装置７７０のマイクロプロセッサ７７２が適切に動作する限り、単安定時間Ｔ _ｍの満了の前に正の波形側面が作り出される。 オートメーション・システム、制御装置７７０と７８０、および入力段７６０が適切に動作している限り、スイッチング・トランジスタ７８２は単安定マルチバイブレータ７８４によって導通状態に保たれる。 適切な動作は、入力信号または処理信号が入力段７６０のＡＮＤゲート７６２の入力部で「ハイ」レベルを有し、かつ変調入力信号が交番信号であってその周期が単安定時間Ｔ _ｍ以下であることを意味する。

ここで制御装置７７０または入力段７６０に不良が生じれば、スイッチング・トランジスタ７８２が遮断状態へと切り換わり、したがって出力段７９０が電源電圧Ｖ _ＣＣから切り離されることを単安定マルチバイブレータ７８４が保証する。 例えば処理信号が「ロー」レベルで作り出され、これがＡＮＤゲート７６２の出力部をゼロに設定するという点でもやはり不良が表示されてもよい。 その結果、モニタリング信号はもはや単安定マルチバイブレータ７８４の入力部Ａに到達しない。 正の波形側面はもはや単安定時間Ｔ _ｍの中で単安定マルチバイブレータの入力部Ａに現れないので、単安定マルチバイブレータ７８４の出力部Ｑはゼロに設定される。 これは、スイッチング・トランジスタ７８２が遮断され、したがって電源電圧が出力段７９０から切り離されるという結果を有する。 ここでオートメーション・システムは安全な状態へと移されることが可能である。

付け加えると、例えば予測不可能な不良のせいでマイクロプロセッサ７７２が安全関連のプログラムを開始しなければ制御装置７７０に不具合が生じることもあり得る。 このケースでは、モニタリング信号は継続して例えば「ロー」レベルに留まる。 これは、単安定マルチバイブレータ７８４の単安定時間Ｔ _ｍよりも長い時間間隔にわたって単安定マルチバイブレータ７８４の入力部Ａに正の波形側面が現れないという結果をやはり有し、それにより、スイッチング・トランジスタ７８２が遮断状態へと設定される。 同様の方式で、マイクロプロセッサ７７２が安全関連のプログラムを開始するが予測不可能な不良のせいでプログラムが完了されることができないとき、モニタリング信号は「ハイ」レベルに留まる。 この状態は、単安定マルチバイブレータ７８４の単安定時間Ｔ _ｍよりも長い時間間隔にわたって単安定マルチバイブレータ７８４の入力部Ａに正の波形側面が現れないという結果にやはりつながり、それにより、スイッチング・トランジスタ７８２が遮断状態へと設定されて出力段７９０は安全な所定の状態へと移される。 この点で、単安定マルチバイブレータ７８４が制御装置７８０の具現化に従って下降波形側面によってトリガをかけられることもやはり可能であることに留意すべきである。

非対称で２チャンネルの安全装置７５０のおかげで、起源が例えば入力段７６０または安全装置７７０にある不良が現れればオートメーション・システムまたはその安全関連の部品を安全な状態へと移すことが可能である。

制御装置７８０の出力信号がフィードバック・ライン８０５を経由してマイクロプロセッサ７７２へと導かれるという点で、制御装置７８０の不良は制御装置７７０によって識別される。 制御装置７７０はメモリ７７４内に保存されてもよい制御装置７８０の伝達関数を知っている。 制御装置７７０が制御装置７８０の出力信号内の不良を識別すれば、スイッチング・トランジスタ７７６が遮断され、したがって出力段７９０への接地電位経路が開かれることをマイクロプロセッサ７７２が保証する。

入力信号または処理信号が作動停止した後でさえも出力段７９０が制御された方式で安全な状態へと設定されることもまた可能となるように、印加される変調入力信号の作動時間を単安定時間Ｔ _ｍで引き延ばすために単安定マルチバイブレータ７８４がさらに使用されることもやはり留意すべきである。 オートメーション・システムの安全な作動停止に必要な安全条件を維持することを可能にするために、単安定時間Ｔ _ｍは出力段９０の安全な作動停止時間よりも短いこともあり得る。

図１３に示された非対称で２チャンネルの安全装置の機能が図１４から１７ｉと結び付けて下記でさらに詳しく述べられる。

制御装置８４０に関して図１４に示された復調器８３０は図１２に示された回路配列とは対照的にローパス・フィルタとハイパスの配列を有し、これによってデジタル帯域消去フィルタに類似したものが実現される。 部品類の正しい寸法設定および安全装置８１０の適切な機能発揮のために、復調器８３０は図１２に示された単安定マルチバイブレータ７８４と同様の役目を果たす。 しかしながら、制御装置８２０内で、例えばマイクロプロセッサ８２２内で不良が生じれば、誤りのケースに従って、変調器８２４から入来する変調モニタリング信号のうちの高周波数および低周波数の部分がさらに高い、またはさらに低い周波数へと移される。 その結果、変調モニタリング信号のうちの高周波数または低周波数の部分のどちらかが復調器８３０の帯域消去挙動によって遮断される。 これは、単安定時間の満了後に単安定マルチバイブレータ８３１が肯定出力Ｑを「ロー」に設定するという結果を有し、これがスイッチング・トランジスタ８５０を遮断状態へと設定し、したがって出力段７９０が安全な状態へと移される。 マイクロプロセッサ８２２のクロックの変化が寿命信号内のこれに対応する周波数シフトにつながることを保証するソフトウェア・モジュールを制御装置８２０が有することもやはり留意すべきである。

復調器８３０の機能が図１５から１７ｉを参照して詳しく述べられる。 最初に、制御装置８２０の誤りのない動作が述べられる。

制御装置８１０の誤りのない動作において、図１５ａから１７ｉに示された信号プロファイルが図１４に示された観測点に現れる。

最初にＴ _０からＴ _１の時間的期間を考える。 図１５ｆに示されるように、時間Ｔ _１まではＡＮＤゲート７６２に処理信号が印加されないことが仮定される。 したがって、図１５ｇに示されるように、時間Ｔ _１までは単安定マルチバイブレータ８３１の入力部Ａに信号は存在しない。 図１５ａは変調モニタリング信号を概略で示しており、これはマイクロプロセッサ８２２のクロック信号と図１１に示されたモニタリング信号の重ね合わせである。 時間Ｔ _０で始まる図示された曲線では、モニタリング信号の周期は単安定マルチバイブレータ８３１の単安定時間Ｔ _ｍとほぼ一致する。 制御装置８２０の変調器８２４によって変調信号として使用されるマイクロプロセッサ８２２のクロック信号はＴ _Ｓの周期を有し、これは図１５ａに同様に記録されている。 この点で、オートメーション・システムの作動時にキャパシタ８３５と抵抗器８３６を備えた直列回路が単安定マルチバイブレータ８３４のマスター・リセット入力部に電位を印加するために使用され、これが図１５ｉに示されるように時間Ｔ _０において単安定マルチバイブレータ８３４の否定出力部Ｑ￣の「ロー」レベルを保証することもやはり述べられねばならない。

図１５ｂはローパス・フィルタ８３３の出力部にある変調モニタリング信号の低周波数部分を示している。 図１５ｃはハイパス・フィルタ８３２の出力部にある変調モニタリング信号の高周波数部分を示している。 図１５ｉは単安定マルチバイブレータ８３４の否定出力部Ｑ￣にある信号プロファイルを示している。 この信号は図１５ａによる変調入力信号がハイパス・フィルタ８３２に印加される時間Ｔ _０にゼロへと進むが、なぜならば図１５ｃに示された高周波数信号部分の正の波形側面が単安定マルチバイブレータ８３４の特定の単安定時間の満了の前にこの応答にトリガをかけるからである。 図１５ｄはローパス・フィルタ８３７の出力部にある信号プロファイルを示している。 この信号プロファイルは所定の実行時間の後の図１５ｉによる信号プロファイル、すなわちゼロを想定している。 図１５ｅは単安定マルチバイブレータ８３８の否定出力部Ｑ￣にある信号プロファイルを示している。 図１５ｈは単安定マルチバイブレータ８３１の出力部Ｑの信号プロファイルを示している。

図１５ｆに示されるように、センサ信号であることもやはりあり得る処理信号が時間Ｔ _１に「ハイ」レベルでＡＮＤゲート７６２に印加される。 この時間から、ＡＮＤゲート７６２は図１５ｇに示される交番信号を供給する。 この例では、システム依存性のローパス特性のせいでこの信号はもはや高周波数部分を含まない。 そうではなく、これはＴ _ｍ以下の周期を備えたモニタリング信号に相当する。

適切な動作時では、単安定マルチバイブレータ８３１のマスター・リセット入力部に同時にある「ロー」レベルが図１５ｅに従って単安定マルチバイブレータ８３８の否定出力部Ｑ￣にあるせいで、その挙動は図１５ｇによる変調入力信号によって決定される。 述べられたように変調入力信号の周期は単安定マルチバイブレータ８３１の単安定時間Ｔ _ｍ未満であるので、単安定マルチバイブレータ８３１は正しくトリガをかけられる。 したがって、単安定マルチバイブレータ８３１の出力部Ｑは図１５ｈに示されるように「ハイ」レベルを供給する。 これが今度は他方で、スイッチング・トランジスタ８５０が導通状態に保たれて出力段が電力を供給されるという結果を有する。

ここで、マイクロプロセッサ８２２のクロックの周波数が時間Ｔ _２に低下するような不良のケースが想定される。 これは、ハイパス・フィルタ８３３の入力部およびローパス・フィルタ８３３の入力部に印加される変調モニタリング信号に関して図１６ａに示されている。 見受けられるように、クロック・パルスの時間的間隔は時間Ｔ _２の後に長くなる。 したがって、マイクロプロセッサ８２２のクロック信号の周期の延長はモニタリング信号の周期の延長へと続く。 これらの状況は図１６ａに示されている。 図１６ｆは、「ハイ」レベルを備えた処理信号がまだＡＮＤゲート７６２に存在し、これがシステムの通常の動作状態を表わすことを示している。 図１６ｂは、マイクロプロセッサ８２２のクロック信号の周波数が下げられることが原因の、時間Ｔ _２の後のローパス・フィルタ８３３の出力信号の変化を示している。

図１６ｃは時間Ｔ _２におけるマイクロプロセッサ８２２のクロック信号の変化を示している。 時間Ｔ _２におけるマイクロプロセッサ８２２のクロック信号の連続する正の波形側面の時間的間隔は単安定マルチバイブレータ８３４の単安定時間よりも長いので、図１６ｈに示されるマイクロプロセッサ８２２の高周波数のクロック信号が単安定マルチバイブレータ８３４の否定出力部Ｑ￣に現れる。 ローパス・フィルタ８３７は単安定マルチバイブレータ８３４の否定出力部Ｑ￣の出力信号から高周波数の部分をフィルタで除去し、それにより、図１６ｄに示されるように単安定マルチバイブレータ８３４の単安定時間の満了後にローパス・フィルタ８３７の出力部に「ハイ」レベルが存在する。 この「ハイ」レベルが単安定マルチバイブレータ８３８のマスター・リセット入力部に印加され、単安定マルチバイブレータ８３８の否定出力部に「ハイ」レベルが作り出されることを保証し、これは図１６ｅに示されている。 したがって、図１６ｇに示されるように、単安定マルチバイブレータ８３１のマスター・リセット入力部によって「ロー」レベルの出力信号が作り出される。 この信号はスイッチング・トランジスタ８５０を遮断状態へと設定する。 その結果、電源電圧が出力段７９０から切り離され、それにより、出力段７９０が安全関連の装置を安全な状態へと移すことが可能になる。

マイクロプロセッサ信号のクロック周波数の上昇となって現れる制御装置８２０の不良が存在すれば図１７ａから１７ｉの信号プロファイルが現れる。 図１７ａはハイパス・フィルタ８３２の入力部およびローパス・フィルタ８３３の入力部に入来し、かつ時間Ｔ _３に示されるように変化する変調モニタリング信号を示している。 図１７ｆに示されるように「ハイ」レベルを備えた処理信号がまだＡＮＤゲート７６２に存在し得るように入力段７６０およびオートメーション・システム自体が間違いなく動作していることがまだ想定される。 図１７ｉは時間Ｔ _３の後の、単安定マルチバイブレータ８３１の入力部Ａに印加される変調入力信号の変化を示している。 図１７ｃは時間Ｔ _３の後のローパス・フィルタ８３２の出力部におけるクロック信号の変化をやはり示している。 図１７ｃに示される高周波数入力信号は、単安定マルチバイブレータ８３４の否定出力部に「ロー」レベルが継続して存在するという効果を有し、これは図１７ｈに示される。 ローパス・フィルタ８３７を経由して「ロー」レベルが単安定マルチバイブレータ８３８のマスター・リセット入力部に印加される。 ローパス・フィルタ８３３は、図１７ａに示される間違って変調されたモニタリング信号の低周波数部分もやはり遮断するように寸法設定され、この遮断は図１７ｂの電圧プロファイルで示されるように時間Ｔ _３に始まる。 単安定マルチバイブレータ８３８の入力部Ａに一定のレベルのみがまだ存在するので、その否定出力部は図１７ｅに示されるように単安定マルチバイブレータ８３８の単安定時間満了後に「ハイ」レベルに設定される。 ここで、単安定マルチバイブレータ８３１がマスター・リセット入力部ＭＲによってリセットされ、それにより、図１７ｇに示されるように単安定マルチバイブレータ８３１の出力部がゼロに設定される。 やはりスイッチング・トランジスタ８５０が遮断され、したがって電圧電源が出力段７９０から切り離される。

本発明による安全切り換え装置を示す図である。

現状技術による３相電力増幅器を示す図である。

本発明による３相電力増幅器を示す図である。

本発明による代替例の３相電力増幅器を示す図である。

反転切り換え装置の使用を伴なわない本発明による３相電力増幅器の概略表現を示す図である。

本発明による測定装置の一実施形態を示す図である。

許容測定範囲の中にあるサンプリングされた測定信号を示す図である。

許容測定範囲の外側にあるサンプリングされた測定信号を示す図である。

現状技術による２チャンネル対称型安全装置の単純化されたブロック回路図である。

本発明の第１の実施形態による安全関連の装置の多チャンネル制御のための安全装置の単純化されたブロック回路図である。

図１０に示された安全装置の第１のマルチプロセッサ制御型制御装置が作り出すモニタリング信号の時間プロファイルを示す図である。

図１０に示された第２の制御装置の原理回路設計を示す図である。

本発明による安全関連の装置の多チャンネル制御のための代替例の安全装置を示す図である。

図１３に示された第２の制御装置の原理回路設計を示す図である。

図１５ａ〜１５ｉは、誤りのない動作期間中の所定の時点における図１４に示された回路配列の中の様々な信号プロファイルを示す図である。

図１６ａ〜１６ｉは、誤った動作期間中の所定の時点における図１４に示された回路配列の中の様々な信号プロファイルを示す図である。

図１７ａ〜１７ｉは、誤った動作期間中の所定の時点における図１４に示された回路配列の中の様々な信号プロファイルを示す図である。