电力供应设备用以对用电设备提供稳定的不同于线电压，例如110V或者 230V。电力供应设备中基本的单元为将输入电压转变为输出电压的变压器。传 统变压器的输出电压与输入电压之间的倍数关系固定不变，该倍数关系由主线 圈的圈数及与该主线圈电磁耦合的副线圈的圈数比值确定。当副线圈上的电流 加大时，与副线圈连接的负载两端的电压变小。另外，该副线圈一般包括一电 阻器。
应用在焊接领域，通常的电源显示这样的效果：通过光弧的电流强度极大 依赖于电极与被焊接的材料之间的距离。特别是在用电极消耗型焊接方法焊接 的过程中，电源的细微控制对于避免焊接后焊缝的不规则性具有重要作用。同 时，为便于携带便携式电焊机，减少电焊机核心部件的重量也是非常必要的。
负载及输入电压对输出电压的干扰可借助一台电子装置通过测量输出电压 及控制输入电压的方法得以抑制。当检测到输出电压减小(或增大)时，电子装置 相应控制输入电压，使该输入电压也减小(或增大)。
另外，当输入电压由断路器提供时，还会产生高频杂波。因此传统的电力 供应设备需要借助滤波器将高频杂波滤掉。
国际公开号为WO97/29494的专利申请揭露了一种在副线圈上具有若干可 以选择驳接的分压接点的变压器，以便控制输出电压。
变压器工作的另外一种形式是将交流电通过整流器转变为直流电，并借助 二极管或类似设备稳定变压器的输出电压。
上述各种技术需要大量的控制及稳压元件。

因此业界需要一种电力供应器，其包含较少的元件及性能良好的变压器， 该变压器的输入电压及输出电压的负载对输出电压的影响很小，且该变压器具 有整平波形及限制电流的作用。
本发明因而使涉及一种如权利要求1所述的变压器可实现上述目的。
本发明提供一种具有输出电压稳定的变压器，该稳定的效果通过电和磁结 构原始得来。输出电压稳定是通过至少一主(输入)线圈与至少一副(输出)线圈的 磁连接而获得。
至少主线圈、至少一个第一副线圈及一个第二副线圈分别缠绕在一柱体上， 且由具有空气间隙的上轭及下轭磁性连接。由一电容及副线圈组成的谐振回路 提供给副线圈之间的磁性耦合较高的磁饱和度。谐振受限于空气间隙及由副线 圈提供给负载的负载电流，该空气间隙同时控制磁饱和度。当谐振回路影响电 路的行为特性时，形成谐振回路的副线圈的电感会增加。对于多变的环境，如 负载变化、至少一主线圈提供的输入电压的变化，通过控制磁性连接的磁饱和 度，可以维持副线圈的总磁通量及输出电压恒定，磁性连接的磁饱和度取决于 谐振回路。即主线圈与副线圈之间的磁性连接、能量传递受到负载的影响，因 为由负载产生的附加磁通量及由谐振回路产生的磁通量可控制磁性连接的磁饱 和水平。另外，谐振衰减随负载增加而加强。上述行为特性可由空气间隙控制， 该空气间隙直接影响磁性连接。
本发明的一个实施例中，一主线圈缠绕在一第一柱体上，而至少两副线圈 分别缠绕在另外两柱体上。副线圈与一电容电连接并形成谐振回路。该等柱体 的末端由两轭磁性连接起来，其中一轭在承载副线圈的两柱体之间形成一空气 间隙。该实施例中，实现稳定效果所需要的柱体数量最少。
该实施例中，实现稳定效果所需要的柱体数量最少。在第一负载范围内， 输出电压不变，因此输入电压及负载的影响被抑制。在负载较高的第二负载范 围内，输出电压迅速下降，因此具有限流作用。该第二负载范围内的特性可应 用于焊接操作中，因为电流在较宽的范围内维持恒定，足以补偿由于电极与焊 接表面的距离不定所引起的变化。相对于传统的焊接设备，本发明变压器在不 增加额外控制设备的情况下，可提供非常稳定的电弧，并且焊缝更加规则。另 外，相对于传统的焊接设备，在采用相同电源的情况下，本发明变压器的磁铁 芯的数量可适当减少。
另外，本发明变压器可提供波形整形功能，以便滤掉高频变形，例如该功 能可应用于断路器电源设备。并且，不需要昂贵的整流设备即可利用本发明变 压器实现对直流电机的速度控制。
第二个实施例包括一附加的柱体及主线圈。两主线圈位于两外柱体上，两 副线圈位于两内柱体上。两主线圈互相电连接，两副线圈互相电连接。该实施 例提供了对称的结构及两副线圈之间的恒定的输出电压(相对于主线圈两端的幅 度较大的输入电压)。
优选地，副线圈上具有中间接点，通过选择副线圈上中间接点两端的线圈 匝数来产生需要的输出电压。该变压器还可包括一第三副线圈及一第四副线圈， 两者之间提供输出电压，而第一副线圈、第二副线圈与一电容组成谐振回路。 上述结构使得提供输出电压的功能与形成谐振回路的功能相互分开。
另外，提供输出电压的副线圈之间可以串联电连接，因此可提供更高的叠 加输出电压。并且，该等形成谐振回路的副线圈之间也可串联电连接，使得两 者的电感互相叠加起来。从而可选择容值较低的电容来形成谐振回路，以便产 生需要的频率，比如50Hz或60Hz。相对于传统的频率为50Hz/60Hz的场合， 本发明的一个实施例的变压器可由频率较高的断路器电源提供电力，使得电容 值及电感值减小。
所述柱体之间的磁性连接最好由两个轭实现，每个轭连接在柱体的一端。 该等轭可具有空气间隙或磁性材料，使得承载副线圈的柱体之间的磁性连接有 别于其它柱体之间的磁性连接。通过该种方式，可以容易地控制磁饱和化及由 该磁饱和化所导致的变压器特性。并且该变压器可由标准化工序制造。
所有线圈可具有相同的绕向，以便简化变压器的制造工序。
两主线圈最好串联连接。以便在输入电压及副线圈两端的输出电压给定的 情况下，减少主线圈的匝数。
优选地，至少形成一个谐振回路的线圈所对应的柱体之间的磁性连接可具 有漏磁磁损，其具有控制谐振回路衰减及变压器的行为特性的作用。
优选地，所有主线圈最好具有相同的匝数，所有副线圈也最好具有相同的 匝数，以便形成对称结构，简化变压器的制造工序。
承载副线圈的柱体的横截面可与承载主线圈的柱体的横截面不同，以便影 响变压器磁性材料的磁性连接及磁饱和度。从而也达到控制变压器的饱和度及 特性的目的。
其中一个实施例中的变压器包括一附加的主线圈，以便更加灵活的将变压 器与电网连接起来。
附图说明
图1a所示为本发明变压器的第一个实施例，其包括一个主线圈及两个副线 圈。
图1b所示为本发明变压器的第二个实施例，其包括两个主线圈及两个副线 圈。
图2所示为本发明变压器的第三个实施例，其两个副线圈均具有一个中间 接点，且两副线圈共同形成谐振回路。
图3所示为本发明变压器的第四个实施例，其中两个副线圈共同形成谐振 回路，另外两个副线圈作为输出线圈。
图4所示为本发明的具有不同空气间隙的变压器的输出电压随负载变化的 特性。
图5所示为本发明变压器的一个实施例中的波形滤除及波形整形的特性。
图6所示为本发明变压器的输出电压在不同负载情况下随输入电压变化的 情况。
图7所示为本发明变压器的输出电流随电阻性负载变化的特性。

图1a为本发明的第一个实施例变压器的线路图。变压器包括三个互相平行 的柱体1，2及3，三者由两个轭9、9’磁性连接。上述结构可以由常用的磁铁芯 构成。两个副线圈5、6与一电容7电性连接从而形成谐振回路，该谐振回路具 有由副线圈代表的两个感应率，每个副线圈位于不同的柱体上。缠绕副线圈5、 6的柱体2、3之间的磁性连接之间形成一空气间隙8。主线圈4缠绕在柱体1 上，而副线圈5、6分别缠绕在柱体2、3上。柱体2或3作为磁铁芯的中心。
图1b为本发明的第二个实施例变压器的线路图。变压器包括四个互相平行 的柱体10，12、14及16。该等柱体10-16为长度相同的棒状体。每一柱体包括 一顶部及一底部，该等顶部由垂直于柱体的上轭50磁性连接，该等底部由垂直 于柱体的下轭52磁性连接，上轭50与下轭52互相平行。该等柱体10-16中， 柱体10、12位于外侧，柱体14、16位于柱体10、12之间。
具有匝数np的第一主线圈20缠绕在外柱体10上，具有匝数np’的第二主线 圈22缠绕在外柱体12上。第一主线圈20与第二主线圈22串联在一起，两者 之间外接一输入电压Up。在该输入电压Up的驱动下，第一主线圈20在外柱体 10上产生电磁场，第二主线圈22在外柱体12上也产生电磁场，且两者的电磁 场方向相反。也可以将第一主线圈20与第二主线圈22反向串联，以便同样产 生方向相反的电磁场。另外，也可以将缠绕方向相反的第一主线圈20与第二主 线圈22并联起来。
第一副线圈30、第二副线圈32分别缠绕在内柱体14、16上，且两者缠绕 方向相同。两副线圈30、32并联在一起，其一端直接电连接，另一端由电容40 连接。该电容40具有适当的电容值使得其与两副线圈30、32形成的谐振回路 的谐振频率与输出电压的频率相同，比如50Hz。
当输入电压Up施加于互相串联的两主线圈20、22时，外柱体10、12上产 生电磁场。由于上轭50、下轭52提供的电连接及磁场导通，输入电压产生的磁 场施加于外柱体10、12上；同时当副线圈30、32上连接载荷时，流经副线圈 30、32的电流产生的电磁场施加于内柱体14、16上。
上轭50在两副线圈30、32之间包括一个具有空气间隙60的部分。在该部 分，所述磁导与其余轭的磁导不同。磁导可以说明磁场的有效渗透率及磁场连 接特性，比如上轭或下轭将磁场汇聚在某一材料内的特性。上述特性取决于上 轭或下轭的有效渗透率，而该有效渗透率又取决于磁场渗透率、磁场连接的几 何特性及空气间隙等位置的漏磁效果。
磁导的差异及相应的有效渗透率的差异同时取决于上轭或下轭的横断面的 大小。相对于轭的其它部分，轭的锥形部分的磁通密度及磁通饱和度更高。另 外，渗透率较低的材料的横断面或最大磁通饱和度较低的磁性材料的横断面将 导致依赖轭内本身的磁场。
当两个主线圈20、22上施加输入电压时，与该等主线圈20、22相邻的第 一副线圈30及第二副线圈32上感应产生电磁力(EMF)。
该电磁力EMF的产生导致在第一副线圈30、第二副线圈32内及电容40内 形成电流，该电流的流通又导致在第一副线圈30、第二副线圈32内形成附加的 自感应电磁力(self-EMF)。该自感应电磁力(self-EMF)叠加于上述由两个主线圈 20、22内的电流感应形成的电磁力(EMF)，从而使得电容40两端的电压增大。 当电容40两端的电压增大时，两副线圈30、32内的电流同时也增大，进而导 致自激震荡，并产生额外的自感应电磁力(self-EMF)。该自感应电磁力(self-EMF) 的极限取决于上轭50、下轭52及柱体的磁性材料的饱和特性。该磁性材料的饱 和特性与所产生的磁场之间是非线性关系。基于以上非线性关系，因此两副线 圈30、32提供的电压US与两主线圈20、22提供的电压Up也并非线性关系， 两者的关系由谐振回路谐振时的磁场饱和过程决定，该谐振回路用以平衡主线 圈20、22两端输入电压的变化及副线圈30、32两端输出负载的变化。
在图1b所示的实施例中，第一主线圈的匝数np与第二主线圈的匝数np’相 同。第一副线圈的匝数ns与第二副线圈的匝数ns’相同。为叙述方便，这里假定 np’与ns相等。
第一副线圈30与第二副线圈32视为两个串联在一起的感应率。因此两者 的电感互相叠加，并且该两者与电容40并联。两者的电感取决于副线圈30、32 的几何形状及柱体14、16的几何形状，副线圈30、32的匝数np、np’。同时也 取决于柱体14、16的磁性材料的磁场渗透率，该磁场渗透率随磁性材料的磁场 饱和度的不同而不同。两副线圈30、32叠加的电感及电容40具有适当的数值 使得产生谐振回路并产生适当频率的输出电压，比如50Hz。当输入电压的频率 接近或与谐振回路的谐振频率相等时，副线圈将以此频率谐振。谐振时的能量 在电容40与两副线圈30、32之间交替转化，该能量的大小受限于上轭或下轭 中磁通密度最大的区域的磁场达到最大饱和度时所具有的最大磁通量。该谐振 回路的谐振受副线圈30、32输出端的负载及磁损的影响而衰减。
假定主线圈20、22上施加输入电压Up，且副线圈30、32两端的负载开始 时可以忽略不计。则由两副线圈30、32及电容40形成的谐振回路几乎不会衰 减，因此由上轭及下轭表示的磁场连接可以达到最大饱和度。
谐振回路的谐振频率应接近或等于主线圈两端输入电压的频率，因此电容 40的电容值(或副线圈的感应率)应当被选择以满足该条件。副线圈30、32两端 的输出电压受限于上轭50、下轭52的最大磁场饱和度，尤其是内柱体14、16 之间的区域60处的最大磁场饱和度。当负载增加时，谐振回路逐渐衰减进而其 对饱和度的影响减小。饱和度主要受到副线圈30、32内的电流所产生的高磁通 量(及负载)的影响。上述两种效果互相补偿，增大或减小的负载由谐振回路对饱 和度减小或增大的影响而得以平衡，结果导致当负载变化时，副线圈30、32两 端的输出电压Us基本维持恒定。
考虑到上轭50或下轭52的磁性材料的磁场特性及铁磁损失，输出电压Us 随负载变化(或随输出电流变化)的行为曲线受上轭50、下轭52的空气间隙60、 260及260’的影响。
图2所示为本发明变压器的第三个实施例，该变压器包括四个与两轭150、 152连接的四个柱体110、112、114、116，及两串联连接且对称设置在外柱体 110、112上的主线圈120、122，及两由电容140串联连接且对称设置在内柱体 114、116上的副线圈130、132。副线圈130、132与电容140共同形成谐振回 路。其中之一轭150位于两内柱体114、116之间的部分开设一空气间隙160。
与图1所示结构相比，这里的副线圈130、132各具有一中间接点170，输 出电压Us驳接于该两中间接点170之间。谐振回路由副线圈130、132的全部 线圈与电容140构成，而输出输出电压Us则仅仅由副线圈130、132的部分线 圈提供。输入电压Up与恒定的输出电压Us之间的倍数关系由副线圈130、132 的匝数与副线圈130、132的部分线圈之间的关系决定。上述结构也会影响谐振 回路对谐振衰减与轭150、152的磁场饱和化之间的平衡调节作用。
图3所示为本发明变压器的第四个实施例，本实施例所示结构与图1、2所 示结构类似，也具有四个柱体，但副线圈230、232、234、236被分成两个互不 电性连接的功能单元。第一功能单元为由第一副线圈230、第二副线圈232及电 容240共同组成的谐振回路。第二功能单元包括第三副线圈234及第四副线圈 236，两者设置在内柱体214、216上，且两者电性互连并提供输出电压Us。上 述结构使得输出电压具有可选择性，其完全不受由第一副线圈230、第二副线圈 232及电容240共同组成的谐振回路的特性的影响。上述所有副线圈中任何左右 对称的两幅线圈均具有相同的匝数，即np＝np’，ns＝ns’，no＝no’。根据实际使用情 况及需要的行为特性，上述副线圈中可以至少有一个副线圈的匝数与其余匝数 不对称。轭250、252位于内柱体214、216之间的部分分别开设一空气间隙260、 260’。该等空气间隙可根据需要影响饱和特性及谐振回路的衰减程度。
图4显示空气间隙的宽度对输出电压Us的影响。该图显示了本发明变压器 的副线圈30、32、130、132、230、232所提供的输出电压Us与该等副线圈上 连接的负载上通过的电流Is之间的变化关系。在第一个区域(A)内，电压保持于 恒定值Uc。在第二个区域(B)内，输出电流Is的微小增加即导致输出电压Us的 陡然下降。该特性可用于提供短路保护或过载保护，也可使用于诸如电焊机等 以区域(B)作为工作区域的恒流电源设备上。
上述变压器的输出电压Us及输出电流Is在区域(B)的行为特性可以理解为 一个恒流电源设备的特性。尤其是对于曲线(2)，当电压从0变化到Us时，电流 几乎一直维持在Ic值。以该区域(B)为工作区域或工作点在该输出电压u2陡然 下降的区域(B)内的变压器特别适用于焊接操作。因为变压器的输出电流Ic恒定 不变，所以焊接过程中的电弧稳定且产生的火花较少，进而促使焊接效果均匀 一致。通常情况下，因为本变压器具有非常稳定的输出特性，因此可应用于那 些载荷可变且依靠电弧工作的电源设备。该工作区域(B)的特性(即输出电压陡然 下降或输出电流恒定不变)可以通过调整空气间隙60、160、260、260’的宽度来 实现。图4中曲线(1)是空气间隙较宽(比如3mm)时的曲线，曲线(2)是空气间隙 较窄(比如2mm)时的曲线，此曲线(2)中电流恒定不变，而曲线(3)是空气间隙更 窄(比如0.5mm)时的曲线。相对于曲线(2)或曲线(3)中对应的磁铁芯结构，曲线(1) 中对应的磁铁芯结构产生的漏磁磁损更多。因此，曲线(1)中对应的磁铁芯结构 对谐振回路的谐振衰减影响更大，因为漏磁磁损是导致谐振衰减的主要因素。 一定负载的较高的漏磁磁损影响主线圈及与之相对的副线圈之间(比如20与36 之间、22与34之间)的电磁耦合，因而对负载较多时的稳定的输出电压具有一 定影响。
在忽略副线圈30、32上连接的负载的情况下，副线圈上稳定的输出电压由 磁性材料的最大磁饱和度及漏磁磁损确定，虽然负载增加时会进一步衰减谐振 回路，但谐振回路与内柱体14、16之间的轭上的磁场饱和化之间可以互相平衡， 使得输出电压维持恒定。
如图5所示，因为谐振回路具有带通滤波器的特性，可以对波形整形，因 此该谐振回路可增强变压器的频率稳定性。变压器的输出端形成正弦波形，其 独立于输入端的对称波形或副线圈上的负载具有的波形。输入电压Uin的对称波 形经过谐振回路的波形整形，使得输出电压Uout仅仅包含正弦波形。
图6所示为本发明变压器的输出电压的特性曲线。该曲线为输出电压U2随 主线圈20、22两端的输入电压U1变化的情况。忽略与副线圈30、32连接的负 载，当主线圈20、22两端的输入电压U1达到某一数值b时，输出电压U2达到 极限值d，该极限值d的大小与磁路的饱和极限有直接的关系。当输入电压U1 超过数值b时，由于输入电压的增加，使得与主线圈20相邻的一副线圈30上 产生电磁力。该电磁力为主线圈20及22在该副线圈30上产生的电磁力的矢量 和。同时在另一副线圈32上也产生一电磁力，该电磁力为主线圈20及22在该 副线圈32上产生的电磁力的矢量和。由于内柱体14、16之间具有空气间隙60， 由相应的副线圈22产生的内柱体14内的磁通量与由副线圈20产生的磁通量不 同甚至高于其磁通量。如上所述，轭位于内柱体14、16之间的区域可使用各种 具有降低磁导作用的装置。
结果，由副线圈上的负载电流产生的磁饱和化与由谐振回路产生的磁饱和 化之间达到平衡。因此，当输入电压在较宽的区域b与a之间变化时，输出电 压基本维持在数值c与d之间。副线圈30、32及电容40形成的谐振回路内的 电流的相位与负载电流的相位相差90度，从而使得输出电压恒定，且谐振回路 内的电流比负载电流大。
当输入电压U1减小时，电磁耦合50、52、60内的漏磁磁损相应减小，使得 磁饱和化达到较低程度。较低程度的磁饱和化可以使轭区域60在内柱体14、16 之间的电磁耦合得到加强，同时由于谐振回路的衰减程度减弱，使得谐振回路 中形成较大的谐振电流。由于以上原因，因此磁饱和化程度升高，直到由磁饱 和化形成的增加的谐振衰减被主线圈20、22产生的低磁通量平衡为止，该低磁 通量由较低的输入电压所导致。这种平衡效应导致输出电压不受输入电压的影 响，并且输出电压相对稳定。
图6同时显示了当载荷变化时，输出电压随输入电压的变化情况。曲线1 为忽略载荷时的情况。曲线2为具有一定负载时的情况，曲线3为具有较高负 载(相对于曲线1、2中的负载)时的情况。当输入电压达到数值b时，相应的输 出电压为数值d，两者之间达到一种平衡，当输入电压增加时，输出电压几乎恒 定不变。即当输入电压在a-b间变化时，输出电压仅仅在较小的c-d之间变化。 几乎恒定的输出电压区间c-d的起始电压对应的输入电压的大小与连接于变压 器输出端的负载(比如相应的副线圈)有关。当负载较大时，该输入电压也较大。
图7所示为本发明变压器随负载变化的特性曲线，即主线圈两端的输入电 流I1、副线圈两端的输出电流I2随负载变化的特性曲线。
当负载在0-Rr之间时，输出电流I2几乎恒定不变，这与图4中的区域(B) 对应。当负载大于Rr时，输出电流I2及输入电流I1均逐渐下降，此时输出电 压维持不变(图中未示该输出电压)，该负载大于Rr的区域对应图4中的区域(A)。 应当结合图4(显示输出电压随负载的变化情况)及图7(显示输出电流随负载的变 化情况)来理解本发明变压器随负载变化的特性。
本发明变压器的磁铁芯可由磁性材料叠压形成，或烧结形成或铸压形成， 该磁性材料在通过较高的磁通量时才会达到磁饱和化。该变压器内的不同部件 可以由具有不同磁饱和特性的磁性材料制成，比如在本发明的具有四个柱体的 实施例中，磁性材料1用于内柱体，磁性材料1’用于外柱体，磁性材料2用于 磁性耦合内柱体与外柱体。根据需要的频率范围，可以选择使用透磁合金、铁 磁体等磁性材料。因为本发明变压器具有波形整形特性，其输出的波形为正弦 波，因此该变压器可用于诸如断路器电源等高频设备中。对于高频输入电压及 高频输出电压的情形，同样可选择合适的铁磁芯材料制作柱体或轭。该磁铁芯 的横断面最好面积恒定，其形状可为矩形、圆形或其它类似形状。空气间隙可 开设在轭的端面上，使其对磁性耦合产生影响。另外，该空气间隙可由铁磁材 料或横截面较小的轭来代替，或者铁磁材料或横截面较小的轭与该空气间隙结 合，以便形成较好的磁特性。
上述几个实施例中均仅使用了一个电容，也可使用多个电容以与副线圈结 合。电容与副线圈通过串联、并联或混联形式共同形成谐振回路。由于使用多 个电容，因此可以形成多个具有不同谐振频率且其谐振相对独立的谐振回路。
另外，可以使用具有磁滞特性的磁性材料来衰减谐振回路，从而将在电容 与电感之间谐振的部分能量转化为磁损进而转化为热能。线圈本身的铜阻也可 消耗谐振回路中的大量能量，进而对谐振回路产生衰减作用。
根据电压、负载变化情况及具体的应用场合，可以在主线圈和(或)副线圈上 增加一些中间接点，以便简化对变压器的调整工作。