超大功率ZVS+ZCS综合软开关DC/DC变换器 |
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| 申请号 | CN201710435216.4 | 申请日 | 2017-06-10 | 公开(公告)号 | CN106992688A | 公开(公告)日 | 2017-07-28 |
| 申请人 | 张炳耀; | 发明人 | 张炳耀; | ||||
| 摘要 | 超大功率ZVS+ZCS综合 软 开关 DC/DC变换器。使用移相全桥ZVS PWM变换器，在高导磁环形 变压器 的原边串接了一个受控于负载 电流 的可控饱和电感Lk=Lk1+Lk2。在副边，接入一个ZCS电流过零关断RCD缓冲 电路 。超前臂换向开始后，随着变压器 电压 下降，负载电流的折射值被阻断，并确保了ZVS，激磁电流随之消失，滞后臂实现ZCS零电流换向。随即，可控电感帮助建立相应负载的折射值电流，变压器获取激磁电流并恢复 电磁感应 关系，RCD缓冲电路使 整流桥 反向快恢得到 软化 ，同时有效化解了变压器副边漏电感与缓冲电容的震荡。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种超大功率ZVS+ZCS综合软开关DC/DC变换器，是在ZVS电压过零开通移相全桥电路中，使第一臂中两串联受控开关管（Q1 Q3）和第二臂中两串联受控开关管（Q2 Q4）并联接向直流电源输入端，每个受控开关管，包括一个受控开关，一个反向跨接在开关两端的二极管和一个体内电容，其特征是在两臂受控开关管的中结点之间串接一个受负载电流控制的可控饱和电感（Lk），一个高导磁材料环形变压器（T1）；在桥式整流电路（D5 D6 D7 D8）与输出滤波电感（Lf）之间接入一个ZCS电流过零关断缓冲电路（CS1 CS2 R1 R2 D9 D10 D11）。 |
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| 说明书全文 | 超大功率ZVS+ZCS综合软开关DC/DC变换器技术领域[0001] 在EV电动汽车产业发展中，30KW及以上高效、超大容量充电模块，早已是传导式直流快速充电桩市场的需求。当前，大功率、快速电力电子开关器件IGBT和新型高导磁材料不断涌现，用于DC/DC变换器的集成控制器，单片微机等技术也已成熟，为超大容量充电模块的开发提供了良好的条件。我们选用这些新器件、新材料，在研制新型超大容量PWM移相全桥DC/DC变换器做充电模块的工作中，成功开发出ZVS+ZCS综合软开关新技术，生产了30KW充电模块、及40，50KW单模块移动式直流快速充电桩和多模块超大容量电动大巴直流快速充电桩。该技术对储能经济的发展也将产生深远影响。 背景技术[0002] 现在广泛采用的移相全桥ZVS(电压过零开通软开关)DC/DC变换器原理线路如图1，它有两个桥臂，每个桥臂用一个IGBT绝缘栅晶体管模块，其上有二个可控开关管。两臂并联后接向三相整流滤波电源VS，超前臂Q1、Q3，滞后臂Q4、Q2，共四个大容量IGBT绝缘栅晶体管。每个管由集电极、发射极和绝缘栅极，构成电压型受控开关，开关两端反向并联一个体内二极管Di和一个换向电容Cpi(体内电容加上外并电容之和，i＝1，2，3，4)组成。两桥臂中结点跨接一只变压器T1。变压器是靠吸收激磁电流Im产生主磁通之后，建立变压器原、副边两线圈N1与N2间“电压与匝数成正比；电流与匝数成反比n 的电磁感应 关系，才能进行能量传递的。与此主磁通对应的电感称为变压器的激磁电感Lm。两线圈电流I1,I2产生的仅穿过自身线圈的磁通称为漏磁通，对应的电感为漏电感Lσ1和Lσ2。为便于原理分析，令变压器变比n＝1得到等值电路，重新绘出移相全桥ZVSDC/DC变换器等值原理线路图，如图2。超前臂二开关管Q1、Q3，滞后臂二开关管Q4、Q2的栅极分别接受相位相差180°，相角宽度为180°两对脉冲C、D及A、B的移相触发控制，为了防止同一桥臂的二管在换向时发生直通短路故障，脉冲的初始需要留出可调整的死区时间Δtcd,Δtab。电路一旦启动，四个脉冲同时出现，因为此时A与C；B与D同相位，变压器T1承受电压为零。滞后臂脉冲A，B相位是固定的，超前臂脉冲C、D，随着软启动的展开逐渐向后移动相位(故称C、D为超前臂)，使变压器T1承受电压的工作相位角α逐渐增加，在副边，感应产生+-交变，逐渐展宽的方波电压，向副边馈送的能量随之增加。图3波形图，能帮助清晰表示此过程，结合图4中多个分时段等效电路拓扑，对其工作原理分述如下： [0003] t0～t1时，能量传送期。见图-3波形图和图4-1，变压器流过激磁电流Im，原、副边建立电磁感应关系。D相对A脉冲向后移动相位角α，即是Q3，Q4触发导通，变压器承受电源电压的相位角，CP1CP2被电源VS充电，忽略线圈电阻和漏电感，则原边电流 负载电流， 折射到原边的负载电 流。Im：变压器的激磁电流)。 [0004] t1～t1+Δtcd超前臂换向，电路进入换向期。见图3，t＝t1时脉冲D关闭，Q3截止，在死区Δtcd期间内，因为电感电流 不会突变，给Q3的换向电容CP3充电，电压上升至Q1体内二极管D1导通，嵌位于VY＝VS，此时死区时间Δtcd结束，脉冲C触发开关管Q1实现ZVS电压过零开通，VXY＝0，施加于变压器T1原边线圈N1的电压VST＝Vm+Vσ1＝VXY-Vσ1＝Vσ1漏电感电压随即消失为零，施加变压器的电压为零，激磁电流Im＝0，变压器失去电磁感应关系，原边电流 [0005] t1+Δtcd～t2原边环流期。电流 流过Q1管内的D1→滞后臂开关管Q4→变压器的原边线圈N1→Q1体内二极管D1→形成环流I1。电路等效于通有电流 的r1，Lσ1电路短路，(r1：变压器的原边线圈N1电阻)根据基尔霍夫第二定律，此过渡过程组成一齐次微分方程 解得： [0006] 此环流 将按照 为初始值， 为衰减系数，要延续到t2滞后臂触发脉冲A关闭，Q4截止,见图3，环流I1继续延续到t2+Δtab。 [0007] 变压器副边的负载电流I0，在t1～t2时间内，将作为滤波电感LF续流，其斜率 变压器两边电流，原边是衰减的环流，副边是滤波电感LF的续流，二者已经不存在任何电磁感应关系。 [0008] t2～t3滞后臂换向，变压器完成一次反向。见图3，I1波形及图4-3，t2脉冲A关闭,Q4截止，在B脉冲死区Δab期间内，衰减后的电流 给Q4的换向电容CP4充电，电压按此规律下降直至Q2体内二极管D2导通，嵌位于VX＝0，死区时间结束，触发脉冲B出现，开关管Q2实现ZVS，完成Q4→Q2二管换向，变压器完成一次反向。但是该换向是在漏电感Lσ1和开关器件外并电容CP4之间谐振，利用能量 完成的，受漏磁电感Lσ1能量限制无法保证全程负载实现ZVS。能量不足或过激都会使开关管强迫开通或出现振铃，增加开关损耗，电路：+VS→Q1→漏感Lσ1→Q2→-VS根据基尔霍夫第二定律得到方程：电源换向后先是二极管D1、D2导通，以维持原有环流I1的连续，按照 规 律，见图3的I1波形，先降为零，继而反向升高直至建立足够的负载电流折射值之后吸收激磁电流Im恢复电磁感应关系。 [0009] 无论滞后臂是ZVS电压过零软开通还是强迫开通，完成换向，都是在激磁电流Im＝0变压器是在无电磁感应的条件下工作的，在脉冲B工作区间，变压器副边总有一段时间无感应电压，造成副边电压占空比的丢失。负载电流I0'越大、漏感Lσ1越大，则占空比丢失越多。见图3VXY、I1波形和图4-3，图4-4，占空比丢失t2～3＝Δtab+Δα。 [0010] t3～t4，下一个能量传送期。吸收激磁电流Im恢复电磁感应关系，忽略线圈电阻和漏电感得出： 重新进入下一个能量传送期， [0011] 综上所述，移相全桥ZVS(电压过零开通软开关)DC/DC变换器电路存在如下问题：1，超前臂换向带来了环流，它与变压器副边的续流同时存在，额外增大损耗。2，滞后臂的换向，不能在宽负载范围内实现ZVS电压开通软开关,增加了开关损耗，3，变压器副边电压占空比的丢失Δtab+Δα，受漏感Lσ1和负载的影响，使输入电压工作范围减小。4，大功率开关管的带(负)载关断和带电(压)开通，使电磁兼容性能变差。5，为得到输出恒电压，恒电流控制，负反馈采样信号直接取自输出，不仅电磁兼容差，安全性能差。 [0013] 针对上述移相全桥ZVS DC/DC变换器电路存在问题，提出 [0014] 1，用纳米晶高导磁环形磁芯绕制变压器T1，副边线圈N2绕在里层，以降低漏电感Lσ2，输出滤波电感采用高导磁铁基非晶材料，设计变压器和输出滤波电感，磁感应强度比铁氧体材料分别提高2.5和2.75倍。 [0015] 2，增设一对用EE型铁氧体磁芯，两个线圈骨架的内层绕上工作线圈W01，W02，“尾—尾相接”接于变压器原边，流过电流I1，外层绕上控制线圈WC1，WC2，“首进尾出”流过负载电流I0。得到一对受负载电流I0控制的可控饱和电感LK＝LK1+LK2＝f(I0)。变压器T1原边线圈N1置于工作线圈W01，W02的中间。 [0017] 4，滞后臂二开关管Q4、Q2，都工作在过零关断状态，决定取消外接换向电容CP4 CP2并将触发脉冲A，B初始的死区时间Δtab令其接近为零，我们选取0.2us，比超前臂缩减了1us,用于增加工作占空比。至此得到大功率移相全桥ZVS+ZCS综合软开关DC/DC变换器原理线路图，示于图5。变压器等值电路替换原理图得到图6等值电路图。其电路中重要的检测点波形图，示于图7。结合图8中多个分时段等效电路拓扑，对其工作原理分述如下： [0018] t0～t1时，能量传送期。见图7波形图和图8-1，变压器流过激磁电流Im，建有电磁感应关系，Q3、Q4导通，CP1、CP2(后者仅剩体内电容)被电源VS充电，忽略环形变压器线圈漏阻抗r1、Lσ1、r2、Lσ2，激磁电感Lm两侧有一对可控饱和电感LK1和LK2，则受负载电流I0控制VLK近于零忽略， 原边电流 负载电流， 折射到原边的负载电 流。Im：变压器的激磁电流)。 [0019] t1～t1+Δtcd，超前臂换向，电路进入换向期。见图7和图8-2，t＝t1时脉冲D关闭，Q3截止，在C脉冲死区Δtcd期间内，电流 受电感电流不能突变影响还因为增设了可控饱和电感LK＝LK1+LK2会有助于电感的恒流作用，给Q3的换向电容CP3充电，电压按规律上升直至Q1体内二极管D1导通，嵌位于VY＝VS。t1+Δtcd死区时间结束，触发脉冲C出现，开关管Q1实现ZVS电压过零开通，超前臂的ZVS软开关得以保持。此时变压器原边电压 是按着 规律 迅速下降的，由于变压器电磁感应关系的存在，使副边电压随着感应变化，而此时缓冲电容CS1CS2自身充电电压跟随改变的只有D10D11的反置电压，整流桥处于阻断状态 待变压器电压下降致使二极管D10、D11导通，电容CS1、CS2并联放电,见图8-6根据按照 规律，成为输出滤波器LF的续流，向负载放电,见图7，VLF波形。 因为CS1＞＞CP,续流时继续阻断负载电流I0向原边的折射，见图7的I1和图8-7。LK1和LK2的工作线圈W01和W02分别置于变压器原边线圈两侧，待超前臂换向完成，D1导通，VST即降为零，变压器激磁电流随之消失Im＝0，变压器的原边电流 原边电路进入零电流间隔 期。见图7的电流波I1和图8-2。. [0020] 变压器副边的负载电流I0，在t1～t2时间内，将作为滤波电感LF续流，其斜率 此期间原边为零电流间隔期，副边的电流I0是LF的续流。 [0021] t2～t3滞后臂ZCS零电流换向。见图7，t2时，脉冲A关闭，B脉冲近于同时(时间Δtcd＝0.2us)出现，变压器在零电流状态下完成了一次极短延时的反向。电源电压VS加在可控电感Lk＝LK1+LK2上，见图8-3。根据 规律， 电流I1变化率为Vs/LK。通过对可控饱和电感Lk选泽控制绕组与工作绕组的安匝比(WC1I0/W01I1)和磁芯间隙，获得受负载电流I0控制的可控饱和电感Lk＝f(I0)，见下表1,得到从零起步，斜率受可控电感Lk即负载电流I0控制，相应负载电流折射值 见图7电流波I1，t2～t3段。电路如图8- 3。 [0022] 表1.受负载电流I0控制的可控饱和电感Lk＝f(I0) [0023]I0(A) 0 21.5 39 51 66.9 76 Lk(uh) 22.7 22.8 11.7 4.0 2.7 2.0 [0024] t3～t4受能量平衡影响，变压器会吸收激磁电流Im，使变压器原、副边间恢复电磁感应关系，依靠可控饱和电感LK建立的相应负载电流折射值，顺利进入副边，给缓冲电容CS1、CS2串联充电，此时出现的副边电压VST加在了漏电感Lσ2与缓冲电容CS1CS2串联的振荡电路，为了有效消减震荡，在反向二极管D10、D11旁并联缓冲电阻R1，和R2，吸收漏电感Lσ2的寄存能量。此时的等效电路见图8-4，图8-8，如同直流电压VST接通了两衰减的振荡电路Lσ2，CS1，R2；Lσ2，Cs2，R1。结构上要求变压器副边线圈N2置于内层，减小漏电感Lσ2和寄存能量，可以减轻电阻R1和R2承担的能耗负担，确保缓冲电容充电电流与输出滤波器LF续流的无缝对接，电路顺利进入能量传送期。 [0025] t4～t5重新进入下一个能量传送期。见图8-4 在较大负载时VLK近于零，则 在此期间还有一个给缓冲电容CS1、Cs2通过电阻R2、 R1的充电电流，见图7中的电流波I1在正弦波之后是斜率接近为零的用虚线表示的平波。 具体实施方式[0026] 用本专利技术大功率移相全桥ZVS+ZCS综合软开关DC/DC变换器，成功开发的第一个产品KCG3-120A/E264V-3G智能充电机用于某海岛航标灯电源充电机。工作频率25KHZ，输出功率：31.8KW；额定电压、电流：264V,120A；输入电压：3Φ380VAC。 [0027] 本专利技术主要用在天津北洋电气有限公司BYC-30X系列充电桩，为本公司纯电动汽车、巴士超大容量直流快速充电桩做30KW充电模块配套，有望用在单机、单模块40KW,50KW移动式直流快速充电桩。 [0028] 30KW DC/DC变换器模块负载实验效率数据表 [0029] [0030] |
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