用于抵消电气噪声的磁能转移元件和电源 |
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| 申请号 | CN201610681160.6 | 申请日 | 2011-11-07 | 公开(公告)号 | CN106298203A | 公开(公告)日 | 2017-01-04 |
| 申请人 | 朴赞雄; | 发明人 | 朴赞雄; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及一种 变压器 和电源装置，通过抵消并消除传导噪声或者由变压器的绕组之间的 电容耦合 引起的传导噪声和 辐射 噪声，所述变压器和电源装置甚至在大批量生产时也具有小的 电磁干扰 偏差并提供充分的余量、能够降低变压器的单价并节约电磁干扰 滤波器 的成本，其中，就生产而言，构造并不复杂的变压器是有好处的。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用于切换式电源的磁能转移元件，所述电源包括被整流交流输入电压平滑用电容器的两个终端、开关元件、磁能转移元件、输出整流器和输出线，所述磁能转移元件包括： |
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| 说明书全文 | 用于抵消电气噪声的磁能转移元件和电源技术领域[0002] 本发明涉及一种具有简单结构和高生产率的变压器，更具体地讲，涉及一种用于抵消由于变压器绕组之间的电容耦合引起的传导噪声或传导噪声和辐射噪声的变压器和电源，以甚至在大批量生产时也提供小的电磁干扰偏差和足够的余量，从而减少变压器的单位成本并且减少电磁干扰滤波器的成本。 背景技术[0003] 目前，存在这样一种磁能转移元件或电源，所述磁能转移元件或电源被配置为通过使用由磁能转移元件绕组引起的抵消效应来减少从电源流到电气接地的位移电流。然而，应当展开并卷绕5股或6股细线以通过使用小匝数来无间隙地填充一个绕层用于抵消。因此，这可能存在的缺点是卷绕操作很困难并且变压器的生产率很低，因此增加了单位成本，并且在变压器具有薄型形状因子的情况中，几股线无法连接到引脚等。此外，已经使用了修改形状的方法来避免具有薄型形状因子的变压器的高度限制。在这种情况下，减少从电源流到电气接地的位移电流的效果有很大的偏差，因此导致大量生产时难以满足电磁干扰标准的缺点。 [0004] 以下将简要描述现有技术。 [0005] 图1是示出了变压器13、输入线16和输出线17通过典型的逆向变换器中的变压器内的分布式电容耦合以产生位移电流到电气接地的原理的视图。以下，在下面示出的所有附图中，对变压器的每个绕组示出的黑点表示绕组的开始或末端。 [0006] 参见图1，对交流输入电压进行整流并且电容器11使交流输入电压平滑。开关元件12响应于输出电压的反馈进行切换以在变压器13的输入绕组131中产生能量存储和能量转移，并且输出整流器14和电容器15对输出绕组133的电压进行整流以提供电力到负载。 [0007] 通常，当开关元件12接通或断开时,在变压器13的输入绕组131的末端与开关元件12之间的连接点处的电压的变化速度非常快，并且出现最大为500-600伏的电势变化。这电势变化通过输入绕组131与输出绕组133之间的分布式电容(Cps)的路径、或通过输入绕组 131与变压器芯之间的分布式电容(Cpc)和变压器芯与输出绕组133之间的分布式电容(Csc)的路径传递到输出绕组133，从而允许输出线17具有噪声电势。此外，电势变化通过输入绕组131与输入线16之间的分布式电容(Cpi)允许输入线16具有噪声电势。此外，电势变化通过输入绕组131与变压器芯136之间的分布式电容(Cpc)允许变压器芯具有噪声电势。 这些噪声电势允许电流流过输入线16与接地之间的分布式电容(Cig)、输出线17与接地之间的分布式电容(Cog)和变压器芯与接地之间的分布式电容(Ccg)，从而产生共模噪声，因此应当设法使噪声电流小于规定所指出的水平。 [0008] 图2是现有技术中通过输入绕组的电势来抵消输出绕组的电容耦合的原理图。 [0009] 参见图2，输入绕组131凭借面对输出绕组133的方向上产生电场来产生通过面对输出绕组133的表面的分布式电容的电容耦合电流，并且凭借向与面对输出绕组133的方向相反的方向上产生电场来产生通过输入绕组131与变压器芯136之间的分布式电容和变压器芯136与输出绕组133之间的分布式电容的电容耦合电流。 [0010] 参见图2，输入绕组131与输出绕组133之间的电容耦合电流应当维持低于容差以维持通过输出线流到电气接地的位移电流。为此，在图2中，抵消绕组132屏蔽了向从输入绕组131面对输出绕组133的方向上产生的电场，并且屏蔽绕组134屏蔽了从输入绕组131向面对输出绕组133的方向的相反方向上产生的电场。 [0011] 此外，使用具有与输入绕组131的电势的极性相反的电势形成电场的屏蔽绕组134去除了尽管存在屏蔽还产生的电容耦合。此外，抵消绕组132在抵消绕组132与输入绕组133之间产生具有相反极性的电容耦合，从而抵消并减少输入绕组131与输出绕组133之间尽管存在屏蔽还产生的电容耦合。 [0012] 为了产生具有反向极性的电流来抵消从具有高电势变化的输入绕组131到相同极性的具有低电势变化的输出绕组133产生的电容耦合，抵消绕组132应当具有比输出绕组133的电势变化低的电势变化，为此，抵消绕组132的匝数(T：匝)小于输出绕组133的匝数。 [0013] 例如，以绕组宽度为8mm的变压器为例，这种变压器广泛用于输入为220V市电电压、输出为5V电压的移动电话充电器的电源。在图2的实施方式中，当输出绕组133的匝数为8T(T：匝)时，抵消绕组132的匝数为6T到7T，以在屏蔽输入绕组131电容耦合到输出绕组133的同时抵消耦合。为了使用7T来完全包围8mm的绕组宽度，应当均匀地展开并且平行卷绕直径为0.18mm的6股细线而没有间隙，因此卷绕工作可能很困难，从而减少了生产率并且增加了成本。 [0014] 图3示出了图2的变压器的实例，并且图4是还包括3股偏压绕组135用于从图3的变压器拉出约10V的辅助电源的实例。总共应有9股连接到共地终端(5a和7a)，其中应有3股偏压绕组135和6股抵消绕组132连接到所述共地终端(5a和7a)，但是这种方法不能用于焊接部件的高度受到限制的小尺寸的产品中。 [0015] 图5示出提高绕组的生产率的改进型变压器的结构。改进型变压器具有以下结构：具有比用于抵消的匝数大很多的匝数的偏压绕组135位于输入绕组131与输出绕组133之间，并且增加了被电容耦合到一部分输出绕组133的1股抵消绕组137，以抵消输入绕组131与输出绕组133之间以及偏压绕组135与输出绕组133之间产生的电容耦合。然而，用于保持抵消绕组137的位置的栅栏带138具有大的宽度偏差，并且抵消绕组137的物理位置发生变化，因此在抵消绕组137与输出绕组133之间的耦合处出现很大的偏差。这种偏差的缺点是： 根据产品在很大程度上产生了电磁干扰。 [0016] 图6是现有技术中具有夹心绕组结构的实例，其中夹心绕组结构分为输入绕组的具有小的电势变化宽度的第一输入绕组131a和具有大的电势变化宽度的第二输入绕组131b，从而以夹心形状围绕输出绕组133的两个卷绕表面。第一屏蔽绕组132a和第二屏蔽绕组132b分别位于第一输入绕组131a与输出绕组133之间以及第二输入绕组131b与输出绕组 133之间，以屏蔽第一输入绕组131a与输出绕组133之间以及第二输入绕组131b与输出绕组 133之间的电容耦合。然而，尽管具有大的电势变化宽度的第二输入绕组131b与输出绕组 133之间的电容耦合被屏蔽了，但是产生远大于在图3的输入绕组131的多个绕层之中具有最低的电势变化宽度的绕层与输出绕组133之间产生的耦合电流的耦合电流。此外，具有大的电势变化宽度的第二输入绕组131b中固有的高峰值电压在第二屏蔽绕组132b上形成另一个噪声。因此，可以生成大的传导噪声和辐射噪声，从而需要降噪的措施，例如，加强线路滤波器、使用高频滤波器等。 [0017] 本发明解决的问题 [0018] 根据现有技术，6股细线应当平行卷绕，因此很难实现自动化并且降低了生产率，将太多股细线焊接到终端上不满足小尺寸产品中的高度限制，并且当使用偏压绕组和平衡绕组来屏蔽以减少线的股数时，屏蔽偏差很大，从而使电磁干扰余量管理变差。此外，夹心绕组结构中可以产生大的传导噪声和大的辐射噪声，因此具有需要降噪的措施(例如，加强线路滤波器、使用高频滤波器等)的缺点。本发明设计为解决现有技术中所有的前述缺点。 发明内容[0019] 本发明的技术方案 [0020] 本发明可以适用于非绝缘式降压变换器、升降压变换器和升压变换器以及绝缘式正向变换器和逆向变换器，但是根据实施例的描述将主要针对逆向变换器进行描述。 [0021] 为了实现前述目标，提供了一种用于切换式电源的磁能转移元件，所述电源包括第一电压输入终端、第二电压输入终端、开关元件、磁能转移元件、输出整流器和输出线，所述磁能转移元件可以包括：所述磁能转移元件的芯；输入绕组，卷绕在所述磁能转移元件的芯周围，其中电流的流动和磁能的转移是通过所述开关元件的切换操作进行切换的；输出绕组，所述输出绕组被卷绕成面对所述输入绕组的一个侧面并且磁性耦合到所述输入绕组以带走能量并且将能量提供给负载，其中连接到所述输出整流器的终端的电势变化的极性和所述输入绕组的末端与所述开关元件的末端之间的连接点处的电势变化的极性相反；以及抵消绕组，所述抵消绕组被配置为用于屏蔽通过所述输入绕组与所述输出绕组之间互相面对的表面的分布式电容的电容耦合，并且用于产生电容耦合到所述输出绕组以便抵消并减少从除所述输出绕组之外的绕组和所述磁能转移元件的芯产生到所述输出绕组的电容耦合的总和，其中用于减少产生到所述输出绕组的电容耦合的总和的一个绕层的每单位面积卷绕的所述抵消绕组的匝数比一个绕层的每单位面积卷绕的所述输出绕组的匝数大。 [0022] 此外，为了实现前述目的，提供了一种用于切换式电源的磁能转移元件，所述电源包括第一电压输入终端、第二电压输入终端、开关元件、磁能转移元件、输出整流器和输出线，所述磁能转移元件可以包括：所述磁能转移元件的芯；第一输入绕组，所述第一输入绕组被卷绕在所述磁能转移元件的芯周围，并且被连接在所述第一电压输入终端与所述开关元件的一侧终端之间，其中电流的流动和磁能的转移是通过所述开关元件的切换操作进行切换的；以及第二输入绕组，所述第二输入绕组被卷绕在所述磁能转移元件的芯周围并且被连接在所述第二电压输入终端与所述开关元件的另一侧终端之间，其中电流的流动和磁能的转移是通过所述开关元件的切换操作进行切换的，其中由于所述开关元件的切换操作使所述第一输入绕组产生的电势变化和噪声施加在外部的影响和由于所述开关元件的切换操作使所述第二输入绕组产生的电势变化和噪声施加在外部的影响由于它们的相反极性而被互相抵消。 [0023] 此外，为了实现前述目的，提供了一种用于切换式电源的磁能转移元件，所述电源包括第一电压输入终端、第二电压输入终端、开关元件、磁能转移元件、输出整流器和输出线，所述磁能转移元件可以包括：所述磁能转移元件的芯；第一输入绕组，所述第一输入绕组被卷绕在所述磁能转移元件的芯周围并且被连接在所述第一电压输入终端与所述开关元件的一侧终端之间，其中电流的流动和磁能的转移是通过所述开关元件的切换操作进行切换的；第二输入绕组，所述第二输入绕组被卷绕在所述磁能转移元件的芯周围并且被连接在所述第二电压输入终端与所述开关元件的另一侧终端之间，其中电流的流动和磁能的转移是通过所述开关元件的切换操作进行切换的；以及输出绕组，所述输出绕组被磁性耦合到所述第一输入绕组和所述第二输入绕组以带走能量，其中由于所述开关元件的切换操作使所述第一输入绕组产生的电势变化和噪声施加在外部的影响和由于所述开关元件的切换操作使所述第二输入绕组产生的电势变化和噪声施加在外部的影响由于它们的相反极性而被互相抵消。 [0024] 此外，提供了包括本发明的前述磁能转移元件的降压变换器、升降压变换器、升压变换器、逆向变换器和正向变换器。 [0025] 此外，提供一种包括根据本发明的前述电源的制成品。 [0026] 以下将参照附图详细描述根据本发明的具有抵消噪声的结构的变压器和电源。 [0027] 本发明的技术效果 [0028] 根据本发明，在变压器的输入绕组与输出绕组之间的电容耦合可以被抵消，从而用于减少输出线的噪声电势的抵消绕组的匝数相对于现有技术进一步增加，允许对具有更少股的线进行卷绕操作，由于简化了变压器的卷绕结构从而便于卷绕操作的自动化，提高了生产率，减少了变压器的成本，由于抵消了小偏差从而改良了电磁干扰的偏差，并且对于具有部件高度限制的小尺寸产品而言，容易应对终端上焊接部分的高度限制。 附图说明[0029] 在附图中： [0030] 图1是图示了根据现有技术的通过逆向变换器中变压器内的分布式电容流到接地的位移电流的产生图； [0031] 图2是现有技术中抵消的原理图； [0032] 图3至图5是图示了现有技术中变压器的结构的实施例； [0033] 图6是现有技术应用于夹心结构的实施例； [0034] 图7是图示了根据本发明的抵消变压器的电容耦合的原理1的示意图； [0035] 图8是图示了根据图7中的原理1进行配置的变压器的实施例； [0036] 图9是图示了应用图8的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0037] 图10是图示了根据图7中的原理1进行配置的变压器的另一个实施例； [0038] 图11是图示了应用图10的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0039] 图12是图示了根据本发明的抵消变压器的电容耦合的原理2的示意图； [0040] 图13是图示了根据图12中的原理2进行配置的变压器的实施例； [0041] 图14是图示了应用图13的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0042] 图15是图示了根据图12中的原理2进行配置的变压器的另一个实施例； [0043] 图16是图示了应用图15的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0044] 图17是图示了根据本发明的抵消变压器的电容耦合的原理3的示意图； [0045] 图18是图示了根据图17中的原理3进行配置的变压器的实施例； [0046] 图19是图示了应用图18的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0047] 图20是图示了根据图17中的原理3进行配置的变压器的另一个实施例； [0048] 图21是图示了应用图20的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0049] 图22是图示了根据图17中的原理3进行配置的变压器的又一个实施例； [0050] 图23是图示了应用图22的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0051] 图24是图示了根据图17中的原理3进行配置的变压器的又一个实施例； [0052] 图25是图示了应用图24的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0053] 图26是图示了根据图17中的原理3进行配置的变压器的又一个实施例； [0054] 图27是图示了应用图26的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0055] 图28至图30是在应用图17的原理3的变压器的逆向变换器中用于抑制高频噪声的产生的实施例； [0056] 图31是图示了根据本发明的具有夹心绕组结构的变压器的实施例； [0057] 图32是图示了应用图31的变压器的逆向变换器的配置示意图； [0058] 图33至图35是图示了根据本发明的具有夹心绕组结构的变压器的其他实施例；以及 [0059] 图36和图37是图示了根据本发明的正向变换器的配置示意图。 具体实施方式[0060] [第一实施例] [0061] 图7是用于屏蔽并抵消具有单向电势变化的输入绕组与输出绕组之间的电容耦合的变压器19a的实施例的原理1。 [0062] 根据图7的原理1，变压器19a配置有卷绕在变压器芯196的卷绕部分周围的输入绕组191a、输出绕组193和抵消绕组192a。 [0063] 图8是图示了根据图7中的原理1进行配置的变压器19a的实施例，并且图9是图示了应用图8的变压器19a的逆向变换器的配置示意图。 [0064] 由于图9图示的开关元件12的切换操作导致的电流中断引起图7的输入绕组191a具有电势变化，并且输出绕组193的多个终端之中连接到输出整流器的终端的电势变化具有与输入绕组191a的极性相反的极性。 [0065] 在当输入绕组191a的电势根据开关元件12的切换操作而变化的每个时刻，由于输入绕组191a的电势变化引起的电场变化，输出绕组193被电容耦合。 [0066] 在图7的变压器19a中，由于输入绕组191a与输出绕组193之间的电势差的变化引起的电容耦合可以被划分成：由于在输入绕组191a面对输出绕组193的方向上产生的电场引起的耦合，以及由于在输入绕组191a面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场引起的耦合。变压器芯196通过从输入绕组191a向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场而被电容耦合，并且芯196通过芯的磁路被再次电容耦合到输出绕组193。 [0067] 为了抵消并消除从变压器的除抵消绕组192a之外的绕组和变压器芯196产生到输出绕组193的电容耦合的总和，抵消绕组192a允许抵消绕组192a与输出绕组193之间具有电势差，从而产生电容耦合。 [0068] 换句话讲，抵消绕组192a允许由于与输出绕组193的电势差而从抵消绕组192a产生到输出绕组193的电容耦合和从变压器的除抵消绕组192a之外的绕组和变压器芯196产生到输出绕组193的电容耦合的总和，使其极性相反并其大小相同，从而抵消并消除产生到输出绕组193的全部电容耦合。 [0069] 抵消绕组192a应当具有比输出绕组193的电势变化大的、具有相反极性的电势变化，以产生与通过输出绕组193(其电势变化的极性与输入绕组191a的电势变化的极性相反)和输入绕组191a之间的电势差产生的电容耦合极性相反的电容耦合。因此，用于抵消的抵消绕组192a的匝数比输出绕组193的匝数大。 [0070] 此外，抵消绕组192a被卷绕成无间隙地填充输入绕组191a与输出绕组193之间的一个绕层，以屏蔽由于从输入绕组191a向面对输出绕组193的方向上产生的电场而引起的电容耦合，从而产生非常小的电容耦合。抵消绕组192a被卷绕成无间隙地填充输入绕组191a与输出绕组193之间的一个绕层用于屏蔽。 [0071] 当从输入绕组191a向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场完全没有电容耦合到输出绕组193时，抵消绕组192a的匝数被设置成比输出绕组193的匝数大1T-2T，以抵消由于从输入绕组191a向面对输出绕组193的方向上产生的并被屏蔽的电场而引起的少量电容耦合。 [0072] 然而，根据本发明，由于从输入绕组191a向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场引起的电容耦合量被设置成比从输入绕组191a向面对输出绕组193的方向上产生的并被屏蔽的电场引起的电容耦合量大，因此抵消所需的抵消绕组192a的匝数被调节为具有良好生产率的匝数。 [0073] 随着由于从输入绕组191a向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场引起的电容耦合量的增加，用于抵消的抵消绕组192a的匝数与输出绕组193的匝数之间的差异可能会进一步增加，但是如果差异太大，则传导噪声将会增加。 [0074] 以下将会描述根据图7的原理1的本发明的实施例的变压器19a。 [0075] 在图8的变压器19a中，输入绕组191a、抵消绕组192a和输出绕组193被顺序地卷绕在变压器芯196周围。输入绕组191a的多个绕层之中最靠近输出绕组193的绕层是输入绕组191a的多个绕层之中具有最低电势变化的绕层。从输入绕组191a向面对输出绕组193的方向上产生的电场的强度主要受到输入绕组191a的多个绕层之中具有最低电势变化的绕层的电势的影响。输入绕组191a的多个绕层之中在面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处的绕层是输入绕组191a的多个绕层之中具有最高电势变化的绕层。从输入绕组 191a向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场的强度主要受到输入绕组191a的多个绕层之中具有最高电势变化的绕层的电势的影响。 [0076] 图9是应用变压器19a的逆向变换器的实例。 [0077] 在图9中，电容器11、开关元件12、输入线16和输出线17分别与图1中的元件对应。 [0078] 图9的输出整流器14a对负电压进行整流，这是因为变压器19a的输出绕组193具有与输入绕组191a的电势变化的极性相反的极性的电势变化，并且电容器15的电压和输出电压的极性与图1的电容器15的电压和输出电压的极性相反。 [0079] 以下将再次概述以上参见图7至图9描述的本发明。 [0080] 根据图7中原理1的本发明的变压器19a可以包括：磁能转移元件的芯196；卷绕在磁能转移元件的芯196周围的输入绕组191a，其中电流的流动和磁能的转移是通过开关元件12的切换操作进行切换的；输出绕组193，被卷绕成面对输入绕组191a的一个侧面并且磁性耦合到输入绕组191a以带走能量并且将能量提供给负载，其中连接到输出整流器14a的终端的电势变化的极性和输入绕组191a的末端与开关元件12的末端之间的连接点处的电势变化的极性相反；以及抵消绕组192a，位于输入绕组191a与输出绕组193之间，用于屏蔽通过输入绕组191a与输出绕组193之间互相面对的表面的分布式电容的电容耦合，并且用于产生电容耦合到输出绕组193以便抵消并减少从除输出绕组193之外的绕组和磁能转移元件的芯196产生到输出绕组193的电容耦合的总和，其中，用于减少产生到输出绕组193的电容耦合的总和的一个绕层的每单位面积卷绕的抵消绕组192a的匝数比一个绕层的每单位面积卷绕的输出绕组193的匝数大。 [0081] 此外，在根据图7的原理1的本发明的变压器19a中，输入绕组191a在面对输出绕组193的方向的相反方向上从输入绕组191a面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处的绕组的卷绕表面产生的电场通过磁能转移元件的芯196电容耦合到输出绕组193。 [0082] 此外，在根据图7的原理1的本发明的变压器19a中，随着通过在输入绕组191a面对输出绕组193的方向的相反方向上从输入绕组191a的多个绕层之中在面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处的绕层的卷绕表面形成的电场产生到输出绕组193的电容耦合量的增加，一个绕层的每单位面积卷绕的抵消绕组192a的匝数比一个绕层的每单位面积卷绕的输出绕组193的匝数大。 [0083] 图10图示了作为根据图7的原理1的本发明的另一个实施例的变压器19b。 [0084] 在如上所述的图8的变压器19a中，输入绕组191a的多个绕层中具有最高电势变化的层在面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处并且向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生电场。当对交流电压220V输入进行整流并使用时，具有最高电势变化的层的电势变化宽度过高，大约为500V，因此向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场可能太大，并且可能产生多余的耦合到输出绕组193。反之，当输入绕组191a的多个绕层中具有最高电势变化的层最接近输出绕组193并且具有最低电势变化的层在面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处时，输入绕组191a中包括的高峰值电压处的振荡可能通过分布式电容转移到抵消绕组192a，因此导致产生抵消误差的问题。 [0085] 图10用于减轻如上所述的图8的变压器19a的问题。 [0086] 变压器19b将在输入绕组191b的多个绕层之中具有最高电势变化的绕层191b-c布置在具有最低电势变化的绕层191b-a与具有中等电势变化的绕层之间。这种结构可以防止在图8的变压器19a的输入绕组191a中包括的高峰值电压处的振荡通过分布式电容影响其他绕组。在变压器19b中，在输入绕组191b的多个绕层之中具有最低电势变化的绕层191b-a在面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处，以调节向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场的强度。 [0087] 当通过将面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处的绕层191b-a的线的厚度或股数配置成不同于其他绕层191b-b或191b-c来设置匝数时，通过绕层191b-c的电势向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场的强度可以被设置为不同，从而允许用于抵消的抵消绕组192b的匝数被设置成所需的值。 [0088] 对于图10的变压器19b，输入绕组191b中的每个绕层191b-a至191b-c的位置配置可以根据输入绕组191b的电势变化宽度的变化而变化。 [0089] 换句话讲，当输入绕组191b的电势变化宽度低时，输入绕组191b的多个绕层之中具有最高电势变化的绕层191b-c可以在面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处。当输入绕组191b的电势变化宽度比该值大时，输入绕组191b的多个绕层之中具有中等电势变化的绕层191b-b可以在面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处，并且当输入绕组191b的电势变化宽度非常大时，具有最低电势变化的绕层191b-a可以在面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处。 [0090] 图11是配置示意图，图示了应用变压器19b的逆向变换器，以及除变压器19b之外的与图9的元件相对应的元件。 [0091] 以下将再次概述以上参见图10和图11描述的本发明。 [0092] 在根据图7的原理1的本发明的变压器19b中，通过调节到输出绕组193的电容耦合量，来将一个绕层的每单位面积上卷绕的抵消绕组192b的匝数设置为目标值，为此输入绕组191b的多个绕层之中具有最低电势变化宽度的绕层191b-a、具有最高电势变化宽度的绕层191b-c和具有中等电势变化宽度的绕层191b-b的位置配置被选择。 [0093] 在根据图7的原理1的本发明的变压器19b中，输入绕组191b的多个绕层之中具有最高电势变化宽度的绕层191b-c可以位于具有最低电势变化宽度的绕层191b-a与输入绕组的剩余层191b-b之间。 [0094] 此外，在根据图7的原理1的本发明的变压器19b中，输入绕组191b的多个绕层之中在面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处的绕层的匝数可以被选择为不同于输入绕组(191a或191b-a或191b-c)的其他绕层的匝数，以便将一个绕层的每单位面积卷绕的抵消绕组192b的匝数设置成目标值。 [0095] 图12中原理2提出了不顾输入绕组191c的电势变化宽度来设置向面对输出绕组193的方向的相反方向上形成的电场的强度的方法。 [0096] 图12中的输入绕组191c和输出绕组193对应于图7中的输入绕组191a和输出绕组193。 [0097] 在图12中，具有与输入绕组191c的电势变化的极性相同的极性的电势的芯偏压绕组194屏蔽输入绕组191c的具有高电势变化的层与变压器19c的芯196之间的电容耦合，并且由于输入绕组191c和芯偏压绕组194中包含的电势而在向面对输出绕组193的方向的相反方向上形成电场，使变压器芯196经由芯的磁路电容耦合到输出绕组193。 [0098] 抵消绕组192c无间隙地填充输入绕组191c与输出绕组193之间的一个绕层，以屏蔽由于从输入绕组191c向面对输出绕组193的方向上产生的电场而引起的电容耦合，并且利用抵消绕组192a与输出绕组193之间产生的电容耦合电流抵消并消除不顾屏蔽而产生的微小耦合电流、和由于从输入绕组191c和芯偏压绕组194向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场引起的耦合电流。 [0099] 因此，当以合适的方式选择芯偏压绕组194的匝数时，抵消所需的抵消绕组192c的匝数可以被设置为适合于生产率的值。 [0100] 图13是图示了根据图12中的原理2进行配置的变压器的实施例。 [0101] 在图13的变压器19c中，输入绕组191c的多个绕层之中具有最低电势变化的绕层卷绕成最接近输出绕组193，并且具有最高电势变化的绕层距离输出绕组193最远。变压器19c的其他描述与图12的变压器的描述相同。 [0102] 图14是配置示意图，图示了应用变压器19c的逆向变换器，以及除变压器19c之外的与图9的元件相对应的元件。 [0103] 以下将再次概述以上参见图12至图14描述的本发明。 [0104] 根据图12的原理2的本发明的变压器19c可以进一步包括：芯偏压绕组194，被卷绕在输入绕组191c的多个绕层之中距离输出绕组193最远的绕层与变压器的芯196之间，以具有极性和输入绕组191c的末端与开关元件12的末端之间的连接点处的电势变化的极性相同的电势变化，其中通过在面对输出绕组193的方向的相反方向上从在输入绕组191c面对输出绕组193的方向的相反方向上位于末端处的绕层的卷绕表面形成的电场产生到输出绕组193的电容耦合量通过芯偏压绕组194的匝数进行设置。 [0105] 图15是图12的原理2的修改形式。 [0106] 图12的变压器19c通过芯偏压绕组194向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生电场。反之，图15的变压器19d允许芯偏压绕组194d的终端直接连接到变压器芯196上，从而允许变压器芯196通过芯偏压绕组194的电势产生电场。图15中的输入绕组191d、输出绕组193和抵消绕组192d分别对应于图12中的输入绕组191c、输出绕组193和抵消绕组192c。 [0107] 图15的抵消绕组192d屏蔽由于从输入绕组191d向面对输出绕组193的方向上产生的电场而引起的电容耦合，并且利用由于抵消绕组192d与输出绕组193之间的电势差而引起的电容耦合电流抵消并消除不顾屏蔽而产生的微小耦合电流和由于从变压器芯196产生的电场而引起的耦合电流。 [0108] 因此，通过合适地选择芯偏压绕组194d的匝数可以将抵消所需的抵消绕组192d的匝数设置为所需的值。 [0109] 图16是配置示意图，图示了应用图15的变压器19d的逆向变换器，以及除变压器19d之外的与图9的元件相对应的元件。 [0110] 以下将再次概述以上参见图15和图16描述的本发明。 [0111] 根据图12的原理2的本发明的变压器19d可以进一步包括：芯偏压绕组194，被卷绕在输入绕组191d的多个绕层之中距离输出绕组193最远的绕层与变压器的芯196之间，其中具有和输入绕组191d的末端与开关元件12的末端之间的连接点处的电势变化的极性相同的极性的电势变化的一侧终端连接到变压器芯196上，其中通过从变压器芯196形成的电场而产生到输出绕组193的电容耦合量是通过芯偏压绕组194d的匝数进行设置的。 [0112] 如上所述，本发明可以通过向面对输出绕组193的方向的相反方向上产生的电场来设置通过变压器芯196等到输出绕组193的电容耦合量，从而允许用于减少从电源流到电气接地的位移电流的抵消绕组192a至192d的匝数被设置成良好生产率的匝数并且适合于抵充辅助电源的匝数。 [0113] 此外，根据本发明的变压器19a至19d的抵消绕组192a至192d可以促进卷绕工作以提高生产率，并且通过大量匝数无间隙地填充在一个绕层中的抵消绕组192a至192d的物理位置变化可以很小以产生到输出绕组的电容耦合的偏差很低，因此，产生的抵消特性的偏差可以很小，从而甚至在大批量生产时也使传导电磁干扰的偏差稳定为较小，并且由于很低的单位生产成本而具有减低成本的效果。 [0114] [第二实施例] [0115] 在图3的现有技术中的变压器13a和图8至16中的变压器19a到19d中，抵消绕组132或192a至192d使输入绕组131或191a至191d与输出绕组133或193之间的磁性耦合变差以增加漏电感并且降低效率。此外，抵消绕组132或192a至192d使用传导电压来抵消输入绕组131或191a至191d与输出绕组133或193之间的电容耦合，其中传导电压与输入绕组131或 191a至191d的电压波形相比可以具有延迟的失真波形，因此抵消效果会因为抵消失误而在每个频率带变化。 [0116] 图17图示了原理3，该原理提出了增加输入绕组与输出绕组之间的磁性耦合并且减少漏电感以提高效率并且减少抵消失误以提供在每个频率带抵消效果优异的解决方案。 [0117] 参见图17，变压器芯226、第一输入绕组221a和输出绕组223对应于图7中的变压器芯196、输入绕组191a和输出绕组193，并且用第二输入绕组222a替换图7中的抵消绕组192a。 [0118] 与图7的描述相似，第一输入绕组221a与输出绕组223之间的电容耦合通过由于从第一输入绕组221a向面对输出绕组223的方向上产生的电场而引起的耦合和由于从第一输入绕组221a向面对输出绕组223的方向的相反方向上产生的电场而引起的耦合组成，如图17所示。第二输入绕组222a被卷绕成无间隙地填充第一输入绕组221a与输出绕组223之间的一个绕层，以屏蔽由于从第一输入绕组221a向面对输出绕组223的方向上产生的电场而引起的电容耦合。 [0119] 利用第二输入绕组222a与输出绕组223之间的电容耦合电流来抵消和减少不顾屏蔽通过第一输入绕组221a与输出绕组223之间彼此相对的表面产生的微小耦合电流和由于在第一输入绕组221a面对输出绕组223的方向的相反方向上产生的电场而引起的通过变压器芯226的耦合电流。此外，与图7中抵消绕组192a的描述相似，抵消所需的第二输入绕组222a的匝数比输出绕组223的匝数多。 [0120] 图18图示了应用图17中原理3的变压器22a，并且图19是应用图18的变压器22a的逆向变换器，以下将描述图18和19。 [0121] 被卷绕在变压器22a的变压器芯226周围的输入绕组被划分成第一输入绕组221a和第二输入绕组222a。如图19所示，由于开关元件12的切换，连接在“+”输入电压与开关元件12之间的第一输入绕组221a以及连接在“-”输入电压与开关元件12之间的第二输入绕组222a通过对驱动电路18进行控制来具有彼此极性相反的电势变化，以及传递磁能，并且输出绕组223的输出电压被输出整流器14a和电容器15整流并平滑化以提供电能到负载。作为输入绕组的一部分，第二输入绕组222a转移能量，从而具有耦合到输出绕组223的水平很高从而具有很低的漏电感的优点，并且能量转移效率比现有技术的图3中的变压器13a和图8至16中的变压器19a至19d高。 [0122] 从第一输入绕组221a产生的电势变化或高频噪声具有与从第二输入绕组222a产生的电势变化或高频噪声的极性相反的极性，从这两个绕组转移到电源内其他元件和线的量被抵消，因此只留下量的差值。因此，如果来自这两个绕组的电势变化或高频噪声的大小相同，则转移到电源内的其他元件或线的噪声值被抵消以变得很小。 [0123] 第一输入绕组221a和第二输入绕组222a根据开关元件12的切换操作而具有相同的电流变化，并且这两个绕组产生在同一时刻具有相反极性的对称波形。因此，通过使用图7中的感应电压，与抵消绕组192a相比，第二输入绕组222a的电压具有和第一输入绕组221a的电压波形非常相似的波形，因此使得能够进行更加精确地抵消操作，从而在宽的频带宽度内具有优异的抵消效果。 [0124] 参见图18，与图7的描述相似，为了允许抵消所需的第二输入绕组222a的匝数比输出绕组223的匝数多，连接到输出整流器14a的输出绕组223的终端的电压被配置为具有与第一输入绕组221a的电势变化的极性相反的极性。因此，如图19所示，通过输出整流器14a进行整流并通过电容器15进行平滑化的输出电压是“-”电压。 [0125] 参见图18，第二输入绕组222a用第二输入绕组222a与输出绕组223之间产生的电容耦合抵消并消除从除第二输入绕组222a之外的绕组和变压器芯226到输出绕组223的电容耦合的总和，从而将通过电源的输出线17流到电气接地的位移电流减小到很小的程度。 [0126] 如图7所示，对于抵消绕组192a，为了抵消从第一输入绕组221a产生到具有相反极性的电势的输出绕组223的电容耦合，第二输入绕组222a应当具有比输出绕组223的电势大的相反极性的电势并且具有比输出绕组223的匝数大的匝数。此外，根据由于从第一输入绕组221a向面对输出绕组223的方向的相反方向上产生的电场而引起的电容耦合量，用于抵消的第二输入绕组222a的匝数可以被设置成比输出绕组223的匝数大很多。此外，第二输入绕组222a的逆向电压可以通过二极管20和电容器22整流并平滑化，并且用作驱动电路18的辅助电源。在这种情况下，用于提供辅助电源的额外绕组可能不是必要的，因此简化了绕组的结构以减少成本。 [0127] 参见图18，通过图19中图示的开关元件12的电流变化从第一输入绕组221a和第二输入绕组222a产生的高频噪声具有彼此对称相反的极性。 [0128] 当第一输入绕组221a和第二输入绕组222a电容耦合以允许从第一输入绕组221a产生的高频噪声与第二输入绕组222a重叠时，第二输入绕组222a的高频噪声被抵消并减少。在这种情况下，第二输入绕组222a的低的高频噪声转移到面对第二输入绕组222a被卷绕并电容耦合到第二输入绕组222a的输出绕组223，从而具有的额外优点是减少了通过电源的输出线的高频噪声辐射。此外，从第二输入绕组222a产生的高频噪声与第一输入绕组221a重叠，因此从第一输入绕组221a产生的高频噪声被抵消并弱化。 [0129] 在实际使用中，电阻器和电容器还可以位于合适的位置处，例如第一输入绕组221a、第二输入绕组222a、输出绕组223、开关元件12、输出整流器14a等，以进一步减少高频噪声辐射，但是这是众所周知的，因此没有在用于描述本发明的所有附图中提出并进行描述。 [0130] 以下将再次概述以上参见图17至图19描述的本发明。 [0131] 根据图17中原理3的本发明的变压器22a可以包括：变压器的芯226；第一输入绕组221a，被卷绕在变压器的芯226周围并且被连接在“+”输入电压终端与开关元件12的一侧终端之间，其中电流的流动和磁能的转移是通过开关元件12的切换操作进行切换的；以及第二输入绕组222a，被卷绕在变压器的芯226周围并且被连接在“-”输入电压终端与开关元件 12的另一侧终端之间，其中电流的流动和磁能的转移是通过开关元件12的切换操作进行切换的，其中由于开关元件12的切换操作使第一输入绕组221a产生的电势变化和噪声施加在外部的影响和由于开关元件12的切换操作使第二输入绕组222a产生的电势变化和噪声施加在外部的影响由于它们的相反极性而被互相抵消。 [0132] 此外，根据图17中原理3的本发明的变压器22a可以包括：变压器的芯226；第一输入绕组221a，被卷绕在变压器的芯226周围并且被连接在“+”输入电压终端与开关元件12的一侧终端之间，其中电流的流动和磁能的转移是通过开关元件12的切换操作进行切换的；第二输入绕组222a，被卷绕在变压器的芯226周围并且被连接在“-”输入电压终端与开关元件12的另一侧终端之间，其中电流的流动和磁能的转移是通过开关元件12的切换操作进行切换的；以及输出绕组223，被磁性耦合到第一输入绕组221a和第二输入绕组222a上以带走能量，其中由于开关元件12的切换操作使第一输入绕组221a产生的电势变化和噪声施加在外部的影响和由于开关元件12的切换操作使第二输入绕组222a产生的电势变化和噪声施加在外部的影响由于它们的相反极性而被互相抵消。 [0133] 此外，在根据图17中原理3的本发明的变压器22a中，通过开关元件12的切换操作从第一输入绕组221a产生并发射的高频噪声和通过开关元件12的切换操作从第二输入绕组222a产生并发射的高频噪声具有相反极性并且因此被彼此抵消。 [0134] 此外，在根据图17中原理3的本发明的变压器22a中，如图18的描述所公开的，由于通过开关元件12的切换操作导致的第一输入绕组221a的电势变化而引起的产生到电源装置内部的线和元件的电容耦合和由于通过开关元件12的切换操作导致的第二输入绕组222a的电势变化而引起的产生到电源装置内部的线路和元件的电容耦合由于它们的相反极性而被互相抵消。 [0135] 此外，在根据图17中原理3的本发明的变压器22a中，第二输入绕组222a位于第一输入绕组221a与输出绕组223之间。 [0136] 此外，在根据图17中原理3的本发明的变压器22a中，为了减少包括变压器22a的电源的传导噪声，用于产生第二输入绕组222a与输出绕组223之间的电容耦合的并且用于抵消并减少从除输出绕组223之外的绕组和变压器的芯226产生到输出绕组223的电容耦合的总和的一个绕层的每单位面积卷绕的第二输入绕组222a的匝数比一个绕层的每单位面积卷绕的输出绕组223的匝数大。 [0137] 此外，在根据图17的原理3的本发明的变压器22a中，从在第一输入绕组221a面对输出绕组223的方向的相反方向上位于末端处的绕组的卷绕表面第一输入绕组221a向面对输出绕组223的方向的相反方向上产生的电场通过变压器的芯226电容耦合到第二输入绕组222a。 [0138] 此外，在根据图17的原理3的本发明的变压器22a中，随着通过从第一输入绕组221a的多个绕层之中通过面对输出绕组223的方向的相反方向上位于末端处的绕层的卷绕表面向面对输出绕组223的方向的相反方向上形成的电场产生到输出绕组223的电容耦合量增加，一个绕层的每单位面积卷绕的第二输入绕组222a的匝数比一个绕层的每单位面积卷绕的输出绕组223的匝数大。 [0139] 参见图18，在变压器22a中，第一输入绕组221a的多个绕层之中具有最高电势变化的绕层在面对输出绕组223的方向的相反方向上位于末端处并且向面对输出绕组223的方向的相反方向上产生电场。如图8所示，当输入电压在变压器22a的结构中非常高时，从第一输入绕组221a的多个绕层之中具有最高电势变化的绕层所产生的电场过强，并且因此需要被减小。 [0140] 图20图示了与高输入电压的情况相对应的实施例的变压器22b的结构。在图20的变压器22b中，第一输入绕组221b的多个绕层之中具有最低电势变化的绕层221b-a在面对输出绕组223的方向的相反方向上位于末端处并且向面对输出绕组223的方向的相反方向上产生电场。此外，在变压器22b中，第一输入绕组221b的多个绕层之中具有最高电势变化的绕层221b-c位于具有最低电势变化的绕层221b-a与具有中等电势变化的绕层221b-b之间，因此防止了具有最高电势变化的绕层221b-c的高峰值电压电容耦合到第二输入绕组222b，因此防止波形失真并且防止抵消失误的出现。 [0141] 如图10的描述公开的，第一输入绕组221b-a至221b-c的多个绕层之中具有最低电势变化宽度的绕层、具有最高电势变化宽度的绕层和具有中等电势变化宽度的绕层的位置可以根据输入电压的大小或第一输入绕组221b的电势变化宽度的大小以多种方式进行配置。 [0142] 变压器22b通过在面对输出绕组223的方向的相反方向上位于末端处的绕层的电势来向面对输出绕组223的方向的相反方向上产生电场。可以通过选择第一输入绕组221b的每个绕层221b-a至221b-c的位置和匝数来设置向面对输出绕组223的方向的相反方向上产生的电场的强度，并且用于抵消的第二输入绕组222b的匝数可以被设置成适合于生产率所需的值。 [0143] 另一方面，在变压器22b中，第一输入绕组221b-a至221b-c的多个绕层之中具有中等电势变化的绕层221b-b的高频噪声通过分布式电容而被转移到第二输入绕组222b使其重叠，从而抵消并减少从第二输入绕组222b产生的高频噪声。 [0144] 图21是配置示意图，图示了应用变压器22b的逆向变压器，以及除变压器22b之外的与图19的元件相对应的元件。 [0145] 以下将再次概述以上参见图20和图21描述的本发明。 [0146] 在根据图17的原理3的本发明的变压器22b中，第一输入绕组221b的多个绕层之中具有最低电势变化宽度的绕层221b-a、具有最高电势变化宽度的绕层221b-b和具有中等电势变化宽度的绕层221b-c的位置可以按照各种方式进行配置。 [0147] 此外，在根据图17的原理3的本发明的变压器22b中，第一输入绕组221b的多个绕层之中具有最高电势变化宽度的绕层221b-b可以位于第一输入绕组221b的多个绕层之中具有最低电势变化宽度的绕层221b-a与剩余绕层之间。 [0148] 此外，在根据图17的原理3的本发明的变压器22b中，第一输入绕组221b-a至221b-c的多个绕层之中在面对输出绕组223的方向的相反方向上位于末端处的绕层的匝数可以被选择为不同于第一输入绕组221b-a至221b-c的其他绕层的匝数，以便将一个绕层的每单位面积卷绕的第二输入绕组222b的匝数设置成目标值。 [0149] 与图12和13的说明相同，图22图示了变压器22c的结构，其中向面对输出绕组223的方向的相反方向上产生的电场的强度通过芯偏压绕组224进行设置，因此用于抵消产生到输出绕组223的电容耦合的第二输入绕组222c的匝数设置成所需的值。 [0150] 参见图22，当用于抵消的第二输入绕组222c的匝数没必要大于输出绕组223的匝数时，芯偏压绕组224的匝数可以很小，并且根据情况，芯偏压绕组224的电势变化可以具有与第一输入绕组221c的电势变化的极性相反的极性，并且因此芯偏压绕组224可以用于屏蔽第一输入绕组221c和变压器芯226之间的电容耦合的目的。 [0151] 图23是配置示意图，图示了应用变压器22c的逆向变换器，并且图示了变压器22c的芯偏压绕组224和第二输入绕组222c的逆向电压的总和被二极管30和电容器31整流并平滑并且被用作驱动电路18的备用电源的实施例。其他元件对应于图19中的元件。 [0152] 以下将再次概述以上参见图22和图23描述的本发明。 [0153] 根据图17的原理3的本发明的变压器22c可以进一步包括：芯偏压绕组224，被配置成屏蔽由于在第一输入绕组221c的多个绕层之中距离输出绕组223最远的绕层与变压器的芯226之间的电势变化而引起的电容耦合。芯偏压绕组224可以具有与第一输入绕组221c的电势变化的极性相同或相反的极性的电势变化。 [0154] 此外，根据图17的原理3的本发明的变压器22c可以进一步包括：芯偏压绕组224，被卷绕在第一输入绕组221c的多个绕层之中距离输出绕组223最远的绕层与变压器的芯226之间，以具有极性和第一输入绕组221c的电势变化的极性相同的电势变化，其中通过在面对输出绕组223的方向的相反方向上从在第一输入绕组221c面对输出绕组223的方向的相反方向上位于末端处的绕层的卷绕表面形成的电场产生到输出绕组223的电容耦合量通过芯偏压绕组224的匝数进行设置。 [0155] 图24图示了第二输入绕组222d位于第一输入绕组221d与输出绕组223之间并且抵消绕组225位于第二输入绕组222d和输出绕组223之间的变压器22d。 [0156] 变压器22d可以用于防止施加冲击电压造成的影响，施加到输出绕组223的静电等，并且通过输出绕组223转移到抵消绕组225的冲击电压被旁路到交流接地，因此减小的电压被施加到第二输入绕组222d以保护开关元件12等。 [0157] 变压器22d的抵消绕组225被无间隙地卷绕以填充第二输入绕组222d与输出绕组223之间的一个绕层，并且屏蔽由于从第一输入绕组221d和第二输入绕组222d向面对输出绕组223的方向上产生的电场而引起的电容耦合，从而产生非常低的电场。 [0158] 变压器22d的抵消绕组225在抵消绕组225与输出绕组223之间产生电容耦合，以抵消并消除从变压器22d包括的除抵消绕组225之外的绕组和变压器芯226产生到输出绕组223的电容耦合的总和。用于抵消的抵消绕组225的匝数，应当具有比输出绕组223的电势变化大的相反极性的电势变化，以产生与具有极性与输出绕组223、第一输入绕组221d和第二输入绕组222d之间的电容耦合的总和的极性相反的电容耦合，其中该输出绕组223具有与第一输入绕组221d的电势变化的极性相反的极性的电势变化。为此，用于抵消的抵消绕组 225的匝数比输出绕组223的匝数大。 [0159] 图25是配置示意图，图示了应用变压器22d的逆向变换器，以及除变压器22d之外的与图19的元件相对应的元件。 [0160] 以下将再次概述以上参见图24和图25描述的本发明。 [0161] 根据图17的原理3的本发明的变压器22d可以进一步包括：抵消绕组225，被配置为屏蔽由于第二输入绕组222d与输出绕组223之间的电势差的变化而引起的电容耦合，并且抵消由于从除输出绕组223之外的绕组和变压器芯226产生到输出绕组的电势差的变化而引起的电容耦合的总和。 [0162] 此外，在根据图17中原理3的本发明的变压器22d中，抵消并且减少由于从除输出绕组223之外的绕组和变压器芯226产生到输出绕组的电势差的变化而引起的电容耦合的总和所需的一个绕层的每单位面积卷绕的抵消绕组225的匝数比一个绕层的每单位面积卷绕的输出绕组223的匝数大。 [0163] 图26图示了变压器22e，其中芯偏压绕组224e的终端连接到变压器芯226上以允许变压器芯226具有用芯偏压绕组224e的电势形成电场，从而确定到输出绕组223的电容耦合量，并且通过控制芯偏压绕组224e的匝数以将抵消所需的第二输入绕组222e的匝数设置成期望值，并且图27是配置示意图，图示了应用变压器22e的逆向变换器，并且除变压器22e之外的元件对应于图19的元件。 [0164] 以下将再次概述以上参见图24和图25描述的本发明。 [0165] 根据图17的原理3的本发明的变压器22e可以进一步包括：芯偏压绕组224e，被卷绕在第一输入绕组221e的多个绕层之中距离输出绕组223最远的绕层与变压器芯226之间，并且具有和第一输入绕组221e的电势变化的极性相同的极性的电势变化的一侧终端连接到变压器芯226上，其中通过从变压器芯226中形成的电场而产生到输出绕组223的电容耦合量是通过芯偏压绕组224e的匝数进行设置的。 [0166] 图19、图21、图28至图30是配置示意图，图示了用于抑制高频噪声产生或防止高频噪声转移到输出绕组的本发明的逆向变换器。 [0167] 参见图19，由于通过驱动开关元件12出现的电流流向的快速变化而引起的从第一输入绕组221a产生的高频噪声具有与从具有相同电流流向的变化的第二输入绕组222a产生的高频噪声的极性相反的极性。第一输入绕组221a和第二输入绕组222a通过分布式电容进行电容耦合，并且从第一输入绕组221a产生的具有相反极性的高频噪声与从第二输入绕组222a产生的高频噪声重叠，因此第二输入绕组222a的高频噪声被抵消并减少。减小的高频噪声被转移到位置面对具有减小的高频噪声的第二输入绕组222a的输出绕组223，因此减少了通过电源的输出线的高频噪声辐射。此外，从第二输入绕组222a产生的具有相反极性的高频噪声还被转移到第一输入绕组221a，并且从第二输入绕组222a产生的高频噪声与从第一输入绕组221a产生的高频噪声重叠，因此抵消并减少第一输入绕组221a的高频噪声。 [0168] 以下将再次概述以上参见图19描述的本发明。 [0169] 在根据图17中原理3的本发明的变压器22a，第一输入绕组221a和第二输入绕组222a被电容耦合，因此抵消并减少从第一输入绕组221a产生的高频噪声与从第二输入绕组 222a产生的具有相反极性的高频噪声。 [0170] 此外，在根据图17中原理3的本发明的变压器22a中，第一输入绕组221a和第二输入绕组222a被电容耦合，因此从第二输入绕组222a产生的高频噪声通过从第一输入绕组221a产生的具有相反极性的高频噪声而被抵消并减少，并且减少了从第二输入绕组222a传递到输出绕组223的高频噪声。 [0171] 参见图19，为了抵消并消除从第二输入绕组222a产生的高频噪声，从第一输入绕组221a传递到第二输入绕组222a的噪声的大小应当与从第二输入绕组222a产生的高频噪声的大小相同。为此，在第一输入绕组221a的多个绕层之中，通过分布式电容来电容耦合到第二输入绕组222a以转移具有与第二输入绕组222a产生的高频噪声的大小相同的大小的噪声的第一输入绕组221a的绕层应当被选定并耦合。 [0172] 图21是实现该目的的一个解决方案，图示了一个实例，其中第一输入绕组221b的中间层221b-b和第二输入绕组222b通过绕组之间的分布式电容进行耦合，因此从第二输入绕组222b产生的高频噪声被从第一输入绕组221b的中间层221b-b产生的具有相反极性的高频噪声抵消并消除。第一输入绕组221b的每层的匝数的比值被选定为将第一输入绕组221b的中间层221b-b的高频噪声的大小设置为消除第二输入绕组222b的高频噪声所需的值。 [0173] 参见图21，随着第二输入绕组222b的匝数相对于第一输入绕组221b的匝数的比值减小，从第二输入绕组222b产生的高频噪声的大小小于从第一输入绕组221b产生的高频噪声的大小，并且随着比值增大而大于从第一输入绕组221b产生的高频噪声的大小。 [0174] 因此，应当根据第二输入绕组222b的匝数相对于第一输入绕组221b的匝数的比值，来选定耦合至第二输入绕组222b的第一输入绕组221b的绕层221b-a至221b-c之一以抵消并消除从第二输入绕组222b产生的高频噪声。此外，为了消除第二输入绕组222b的高频噪声，第一输入绕组221b的每个绕层221b-a至221b-c的匝数可以被选定，并且通过绕组之间的分布式电容与第二输入绕组222b重叠的高频噪声的大小和第二输入绕组222b产生的具有相反极性的高频噪声的大小能被设置成相等。 [0175] 以下将再次概述以上参见图21描述的本发明。 [0176] 在根据图17的原理3的本发明的变压器22b中，第一输入绕组221b和第二输入绕组222b通过两个绕组之间的分布式电容进行耦合，因此从第二输入绕组222b产生的高频噪声被从第一输入绕组221b产生的具有相反极性的高频噪声抵消并减小。 [0177] 在根据图17的原理3的本发明的变压器22b中，第一输入绕组221b的位置最接近第二输入绕组222b的绕层是具有最低电势变化宽度的绕层221b-a、具有最高电势变化宽度的绕层221b-c和具有中等电势变化宽度的绕层221b-b之一。 [0178] 在根据图17的原理3的本发明的变压器22b中，第一输入绕组221b的一个或多个绕层的匝数可以被选定为不同于其他绕层的匝数，以将通过分布式电容耦合到第二输入绕组222b的第一输入绕组221b的高频噪声的大小设置为抵消所需的最佳大小。 [0179] 图28图示了一个实例，图21中的除了通过绕组之间的分布式电容耦合第一输入绕组221b的中间层221b-b和第二输入绕组222b之外，第一输入绕组221b的一部分和第二输入绕组222b还通过电阻器24和电容器23耦合。由于耦合而从第一输入绕组221b转移的噪声抵消并消除从第二输入绕组222b产生的具有相反极性的高频噪声，从而防止将高频噪声转移到输出绕组223。 [0180] 图29是一个实施例，其中第一输入绕组251a和251b的分接头以及第二输入绕组252之间通过电阻器24和电容器23或电容器23耦合，以抵消第一输入绕组251的部分绕组的高频噪声和具有与第二输入绕组252的极性相反的极性的高频噪声，同时通过具有典型绕组结构的第一输入绕组251a和251b的绕层与第二输入绕组252之间的分布式电容抵消高频噪声。 [0181] 以下将再次概述以上结合图28和29进行描述的本发明。 [0182] 在根据图17的原理3的本发明的变压器22b或25中，如图19、图21、图28和29的描述所述，从第一输入绕组221b或251-a和251-b产生的具有相反极性的高频噪声通过第一输入绕组221b或251-a和251-b与第二输入绕组222b或252这两个绕组之间的分布式电容的耦合以及通过一个或多个耦合元件的电容耦合来抵消并消除从第二输入绕组222b或225产生的高频噪声。耦合元件可以是电容器23或电容器23和电阻器24。 [0183] 图28的电容器23需要高压性能并且是高成本部件。图30设置为将其改变或移除为低成本部件。 [0184] 参见图30，第一耦合绕组264通过分布式电容耦合到第一输入绕组261的一部分，第一耦合绕组264通过电容器23和电阻器24连接到第二输入绕组262上，并且从第一输入绕组261的一部分产生的高频噪声通过分布式电容被转移到第一耦合绕组264并且与极性和第二输入绕组262的极性相反的高频噪声重叠，以抵消第二输入绕组262的高频噪声。这里，第一耦合绕组264可以通过电阻器24连接到第二输入绕组262上或直接连接到第二输入绕组262上。参见图30，当第二输入绕组262的高频噪声被有效地清除时，第一耦合绕组264并不具有高频噪声，并且因为高频噪声被消除的绕组264和第二输入绕组262的包围，第一输入绕组261不会辐射高频噪声到外部。 [0185] 以下将再次概述以上参见图30描述的本发明。 [0186] 根据图17的原理3的本发明的变压器26可以进一步包括被卷绕成面对第一输入绕组261的第一耦合绕组264，如图30的描述所公开的，并且第一输入绕组261和第二输入绕组262通过第一输入绕组261与第二输入绕组262之间的分布式电容进行耦合，并且还通过第一输入绕组261与第一耦合绕组264之间的分布式电容进行耦合，因此从第二输入绕组262产生的高频噪声被从第一输入绕组261产生的具有相反极性的高频噪声抵消并降低。这里，第二输入绕组262和第一耦合绕组264可以直接互相连接，或通过电容器23连接，或通过电容器23和电阻器24连接，或通过电阻器24连接。 [0187] 根据本发明的上述实施例，第二输入绕组222a至222e的匝数可以设置成远大于输出绕组223的匝数的适合于生产率的期望值，并且两股细线可以无间隙地填充并卷绕一个绕层，从而在变压器的卷绕工作中提高生产率。此外，对第二输入绕组222a至222e的逆向电压进行整流以提供辅助电源，因此与辅助绕组应当单独卷绕的现有技术相比，可以移除辅助绕组，从而减少变压器的单位成本。此外，无间隙地填充一个层的第二输入绕组222a至222e的物理位置的变化很少以生成到输出绕组的耦合的偏差很小，从而甚至在大批量生产时由于均匀的抵消而使电磁干扰的偏差稳定为较小。此外，可以减少高频噪声的产生和辐射，从而减少线路滤波器等的成本。 [0188] [第三实施例] [0189] 图31图示了根据本发明的变压器27a，具有用于抵消传导噪声和高频辐射噪声的结构的夹心绕组结构的实施例，并且图32是配置示意图，图示了应用图31的变压器27a的逆向变换器。 [0190] 参见图31和图32，变压器27a的输入绕组被分成第一输入绕组271和第二输入绕组272。连接在“+”输入电压与开关元件12之间的第一输入绕组271以及连接在“-”输入电压与开关元件12之间的第二输入绕组272通过开关元件12的切换操作分别具有相反极性的电势变化存储并发射磁能，因此使用输出整流器14a和电容器15通过输出绕组273将整流后且平滑后的能量传递到负载。 [0191] 变压器27a的第一输入绕组271的多个终端之中连接到开关元件12的终端的电势变化产生为与第二输入绕组272的多个终端之中连接到开关元件12的终端的电势变化的极性相反，并且由于通过驱动开关元件12而出现的相同的电流流向的变化而引起的从第一输入绕组271所产生的高频噪声具有与第二输入绕组272产生的高频噪声的极性相反的极性。因此，由于第一输入绕组271的电势变化而引起的到输入线16或输出绕组273的电容所产生的耦合具有与由于第二输入绕组272的电势变化而引起的到输入线16或输出绕组273的电容所产生的耦合的极性相反的极性，因此抵消，与图1相比，很大程度上减少了通过电源的输入线16或输出线17流到电气接地的电流。此外，从第一输入绕组271产生的并转移到输入线16或输出绕组273的高频噪声被从第二输入绕组272产生的并转移到输入线16或输出绕组273的具有相反极性的高频噪声抵消，并且因此与图1至图6中的现有技术相比，还在很大程度上减少了通过输入线16或输出线17辐射的噪声。 [0192] 此外，与输出绕组273的匝数相比，可以采用匝数足够大的第二输入绕组272，因此容易使用一股或两股细线来无间隙地填充和缠绕一个层，此外，可以使用二极管30和电容器31来对第二输入绕组272的逆向电压进行整流和平滑以抵充辅助电源电压，因此可以不需要抵充额外的辅助电压的辅助绕组。 [0193] 在图31的变压器27a中，与图6中的第二输入绕组131b的高电势变化相比，第一输入绕组271的绕层271b和第二输入绕组272两者具有很低的电势变化，并且甚至当该变压器具有夹心绕组结构时，也不会出现图6的现有中公开的大电容耦合。 [0194] 在作为具有夹心绕组结构的实施例的变压器27a中，输出绕组273与第一输入绕组271之间的电容耦合以及输出绕组273与第二输入绕组272之间的电容耦合被互相抵消并消除。 [0195] 例如，当第二输入绕组272的匝数是30T并且在同一方向上输出绕组273的匝数是8T时，由于输出绕组273与第二输入绕组272之间具有相同极性的22T的匝数差而具有电势差，并且当第一输入绕组271的多个绕层之中面对输出绕组273的并且电容耦合到输出绕组 273的绕层271b的匝数变成在相反方向的14T时，由于输出绕组273与第一输入绕组271的绕层271b之间存在22T的匝数差而也具有电势差。无间隙地卷绕以填充一个绕层的第一输入绕组271的绕层271b屏蔽由于第一输入绕组271的绕层271a的电势而引起的电场，但是通过考虑不顾屏蔽而从第一输入绕组271的绕层271a到输出绕组273产生的电容耦合，通过将第二输入绕组272的匝数增加1T至2T或者将第一输入绕组271的绕层271b的匝数减少1T至2T，可以抵消并消除从第一输入绕组271和第二输入绕组272产生到输出绕组273的电容耦合的总和。 [0196] 此外，从具有高电势变化的绕层271a和14T的绕层271b产生的并转移到输入线16或输出绕组273的高频噪声抵消从30T的第二输入绕组272产生的并转移到输入线16或输出绕组273的高频噪声，因此与图1至图6中的现有技术相比，还极大地减少了通过输入线16或输出线17辐射的噪声。 [0197] 图32的输出整流器14a对负电压进行整流并且使用电容器15将其平滑化以从输出绕组273获得负输出电压，因为变压器27a的第二输入绕组272的电势变化和输出绕组273的电势变化具有相同的极性。如果输出绕组273的电势变化具有与第一输入绕组271的电势变化相同的极性，则输出整流器14a的方向发生变化，并且通过使用电容器15进行平滑化而获得的输出电压变为正电压。 [0198] 以下将再次概述以上参见图31和图32描述的本发明。 [0199] 在图31的变压器27a中，输出绕组273位于第一输入绕组271与第二输入绕组272之间。 [0200] 在图31的变压器27a中，从第一输入绕组271产生到输出绕组273的电容耦合以及从第二输入绕组272产生到输出绕组273的电容耦合被抵消并减少。 [0201] 图33的变压器27b在第一输入绕组271、输出绕组273和第二输入绕组272的夹心结构中，可以包括在第一输入绕组271与输出绕组273之间的第一屏蔽绕组274以及在第二输入绕组272与输出绕组273之间的第二屏蔽绕组275。 [0202] 根据图31的变压器27a的实例，公开了电容耦合到输出绕组273的第二输入绕组272具有30T并且电容耦合到输出绕组273的第一输入绕组271的绕层271b具有14T的实例。 从变压器27a的第二输入绕组272产生的并且转移到输出绕组273的高频噪声的大小与从第一输入绕组271的绕层271b产生的并且转移到输出绕组273的高频噪声的大小不同，尽管这比现有技术的大小低，并且因此无法完全将它们抵消。此外，8T的输出绕组273与30T的第二输入绕组272之间具有相当于22T的电势差，因此产生的电容耦合的量很大，即使通过抵消来消除，也存在通过输出线17来减少传导噪声的限制。 [0203] 图33提供了通过将从第一输入绕组271转移到输出绕组273的高频噪声和从第二输入绕组272转移到输出绕组273的高频噪声的大小设置成相等来有效地抵消并消除这两个噪声以及急剧地减少产生的电容耦合的量的方案。 [0204] 参见图33，变压器27b的第一屏蔽绕组274和第二屏蔽绕组275屏蔽从第一输入绕组271和第二输入绕组272产生到输出绕组273的电容耦合，并且第一屏蔽绕组274与输出绕组273之间的电容耦合和第二屏蔽绕组275与输出绕组273之间的电容耦合抵消不顾屏蔽而产生的耦合。此外，第一输入绕组271和第二输入绕组272的多个绕层之中被卷绕成最接近输出绕组273的层的匝数可以被选定为将从第二输入绕组272产生的并转移到输出绕组273的高频噪声的大小设置为与从第一输入绕组271产生的并转移到输出绕组273的具有相反极性的高频噪声的大小相同，因此抵消并消除了转移到输出绕组273的大部分高频噪声，从而与图31的实例相比，进一步减少通过输出线17辐射的噪声。 [0205] 以下将再次概述以上参见图33描述的本发明。 [0206] 除图31的变压器27a之外，图33的变压器27b可以进一步包括：第一屏蔽绕组274，用于屏蔽由于第一输入绕组271和输出绕组273之间的电势变化而引起的电容耦合；和第二屏蔽绕组275，用于屏蔽由于第二输入绕组272与输出绕组273之间的电势变化而引起的电容耦合。 [0207] 除图31中第一输入绕组271、输出绕组273和第二输入绕组272的夹心结构之外，图34的变压器27c还可以包括第二输入绕组272与输出绕组273之间的第二屏蔽绕组275。 [0208] 在这种情况下，第一输入绕组271的多个绕层之中位置最接近输出绕组273的绕层271b的匝数可以被选定为与第二输入绕组272的匝数相同或相似，因此可以允许从第二输入绕组272产生的并转移到输出绕组273的高频噪声的大小与从第一输入绕组271产生的并转移到输出绕组273的具有相反极性的高频噪声的大小相同。 [0209] 第二屏蔽绕组275屏蔽从第二输入绕组272产生到输出绕组273的电容耦合，第二屏蔽绕组275与输出绕组273之间的电容耦合抵消不顾屏蔽而产生的耦合和第一输入绕组271与输出绕组273之间的电容耦合。例如，当第一输入绕组271的多个绕层之中位置最接近输出绕组273的绕层271b的匝数是30T并且输出绕组273的匝数在同一方向是8T时，第二输入绕组272的匝数被选定为约30T以对应于高频噪声的大小。第二屏蔽绕组275被选定为 14T，与第一输入绕组271呈相反极性，以产生和由于第一输入绕组271与输出绕组273之间的24T电势差而引起的电容耦合相同大小但是极性相反的电容耦合到输出绕组273用于抵消。 [0210] 因此，通过输出线17辐射的噪声与图31的实例相比可以进一步减少。 [0211] 以下将再次概述以上参见图34描述的本发明。 [0212] 除图31的变压器27a之外，图34的变压器27c可以进一步包括第二屏蔽绕组275，用于屏蔽由于第二输入绕组272与输出绕组273之间的电势差的变化而引起的电容耦合。 [0213] 在图31中第一输入绕组271、输出绕组273和第二输入绕组272的夹心结构中(除其之外)，图35的变压器27d可以包括第一输入绕组271与输出绕组273之间的第一屏蔽绕组274。 [0214] 参见图35，第一输入绕组271的多个绕层之中位置最接近输出绕组273的绕层271b的匝数可以被选定为与第二输入绕组272的匝数相同或相似，因此可以允许从第二输入绕组272产生的并转移到输出绕组273的高频噪声的大小与从第一输入绕组271产生的并转移到输出绕组273的具有相反极性的高频噪声的大小相同。 [0215] 第一屏蔽绕组274屏蔽从第一输入绕组271产生到输出绕组273的电容耦合，第一屏蔽绕组274与输出绕组273之间的电容耦合抵消不顾屏蔽而产生的耦合和第二输入绕组272与输出绕组273之间的电容耦合。例如，当第二输入绕组272的匝数是30T并且输出绕组 273的匝数在相同方向上是8T时，第一输入绕组271的多个绕层之中位置最接近输出绕组 273的绕层271b的匝数被选定为约30T以对应于高频噪声的大小。第一屏蔽绕组274被选定为14T，与第二输入绕组272呈相反极性，以产生和由于第二输入绕组272与输出绕组273之间的24T电势差而引起的电容耦合相同大小但是极性相反的电容耦合到输出绕组273用于抵消。 [0216] 以下将再次概述以上参见图35描述的本发明。 [0217] 除图31的变压器27a之外，图35的变压器27d可以进一步包括第一屏蔽绕组274，用于屏蔽由于第一输入绕组271与输出绕组273之间的电势变化而引起的电容耦合。 [0218] 尽管附图未示出，但是在图31至图35的变压器27a到27d中，第一输入绕组271和第二输入绕组272可以使用图28至图30的额外的耦合绕组或外部耦合元件来电容耦合，以抵消从第一输入绕组271和第二输入绕组272产生的噪声。 [0219] 作为图30的应用实例，变压器27a至27d可以进一步包括被卷绕成面对第一输入绕组271的一部分的第一耦合绕组，其中第一输入绕组271的一部分和第二输入绕组272通过第一输入绕组271与所述第一耦合绕组之间的分布式电容进行耦合，从而允许从第一输入绕组271的一部分产生的高频噪声和从第二输入绕组272产生的具有相反极性的高频噪声被重叠并抵消。 [0220] 此外，作为图30的另一个应用实例，变压器27a至27d可以进一步包括被卷绕成面对第二输入绕组272的第二耦合绕组，其中第二输入绕组272和第一输入绕组271通过第二输入绕组272与所述第二耦合绕组之间的分布式电容进行耦合，从而允许从第一输入绕组271产生的高频噪声和从第二输入绕组272产生的具有相反极性的高频噪声被重叠并抵消。 [0221] 此外，作为附图30的又一个应用实例，变压器27a至27d可以进一步包括被卷绕成面对第一输入绕组271的一部分的第一耦合绕组和被卷绕成面对第二输入绕组272的第二耦合绕组，其中第二输入绕组272和第一输入绕组271通过第一输入绕组271与所述第一耦合绕组之间的分布式电容和第二输入绕组272与所述第二耦合绕组之间的分布式电容进行耦合，从而允许从第一输入绕组271产生的高频噪声和从第二输入绕组272产生的具有相反极性的高频噪声被重叠并抵消。 [0222] 以下将再次概述附图中未图示的本发明。 [0223] 在图31至图35的变压器27a至27d中，如图28至30的描述所公开的，第一输入绕组271和第二输入绕组272电容耦合，以允许从第一输入绕组271产生的高频噪声抵消从第二输入绕组272产生的具有相反极性的高频噪声，以及允许从第二输入绕组272产生的高频噪声抵消从第一输入绕组271产生的具有相反极性的高频噪声，从而减少从这两个绕组产生的高频噪声。 [0224] 此外，在图31至图35的变压器27a至27d中，如图28至图30的描述所公开的，第一输入绕组271和第二输入绕组272通过一个或多个耦合元件电容耦合，因此从第一输入绕组271产生的高频噪声和从第二输入绕组272产生的具有相反极性的高频噪声互相抵消并减少。耦合元件可以是电容器或电容器和电阻器。耦合元件的一侧终端连接到第一输入绕组 271的连接点是第一输入绕组271与开关元件12之间的连接点或第一输入绕组271的中央分接头，并且耦合元件的另一侧终端连接到第二输入绕组272的连接点是第二输入绕组272与开关元件12之间的连接点或第二输入绕组272的中央分接头。 [0225] 此外，尽管附图未示出，然而作为图30的应用实例，图31至图35的变压器27a至27d可以进一步包括被卷绕成面对第一输入绕组271的第一耦合绕组，因此第一输入绕组271和第二输入绕组272通过第一输入绕组271与所述第一耦合绕组之间的分布式电容进行耦合，从而抵消从第一输入绕组271的一部分产生的高频噪声和从第二输入绕组272产生的具有相反极性的高频噪声。 [0226] 此外，尽管附图未示出，然而作为图30的应用实例，图31至图35的变压器27a至27d可以进一步包括被卷绕成面对第二输入绕组272的第二耦合绕组，因此第二输入绕组272和第一输入绕组271通过第二输入绕组272与所述第二耦合绕组之间的分布式电容进行耦合，从而抵消从第一输入绕组271产生的高频噪声和从第二输入绕组272产生的具有相反极性的高频噪声。 [0227] 此外，尽管附图未示出，然而作为图30的应用实例，图31至图35的变压器27a至27d可以进一步包括被卷绕成面对第一输入绕组271的一部分的第一耦合绕组和被卷绕成面对第二输入绕组272的第二耦合绕组，因此第二输入绕组272和第一输入绕组271通过第一输入绕组271与所述第一耦合绕组之间的分布式电容和第二输入绕组272与所述第二耦合绕组之间的分布式电容进行耦合，从而抵消从第一输入绕组271产生的高频噪声和从第二输入绕组272产生的具有相反极性的高频噪声。 [0228] [第四实施例] [0229] 图36是图示了应用图8的变压器19a的正向变换器的配置示意图的实例。 [0230] 使用由电容器11平滑化的电压作为输入电压，通过驱动电路18控制的开关元件12的切换操作，变压器19a通过输入绕组191a和输出绕组193转移能量。负输出电压通过输出整流器14a、输出整流器14b、电感器29和电容器15被抵充。甚至在图36中，输入绕组191a与输出绕组193之间的电容耦合通过使用抵消绕组192a被抵消，并且如图9所示，用于抵消的抵消绕组192a的匝数可以设置成比输出绕组193的匝数大。 [0231] 图37是图示了应用图18的变压器22a的正向变换器的配置示意图的实例。 [0232] 参见图37，利用着在驱动电路18控制下的开关元件12的切换操作，变压器22a通过第一输入绕组221a、第二输入绕组222a和输出绕组223转移能量，第二输入绕组222a与输出绕组223之间的电容耦合抵消第一输入绕组221a与输出绕组223之间的电容耦合，并且用于抵消的第二输入绕组222a的匝数可以设置成比输出绕组223的匝数大。其他元件对应于图36的元件。 [0233] 如上所述，根据本发明的具有夹心结构的逆向变换器可以具有以下优点：例如，转移高效率能量，电容耦合引起的传导噪声的发生非常少，由于高频噪声抵消而具有低辐射噪声，不需要抵充辅助电源用的额外的辅助绕组，并且具有不需要线路滤波器强化的结构简单的变压器，因此极大地减少了生产成本。 |
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