被检体信息获取装置及其控制方法 |
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| 申请号 | CN201410169720.0 | 申请日 | 2014-04-25 | 公开(公告)号 | CN104116521B | 公开(公告)日 | 2017-04-12 |
| 申请人 | 佳能株式会社; | 发明人 | 泷宏文; 长永兼一; 佐藤亨; | ||||
| 摘要 | 一种被检体信息获取装置及其控制方法。所采用的被检体信息获取装置包括：探测器，包括多个转换元件，其将声学波发送到被检体，并且将反射波转换为时间序列接收 信号 ；以及处理器，使用从所述多个转换元件输出的多个接收信号以及基准信号通过应用自适应 信号处理 来执行频域 干涉法 ，并且获得多个 位置 的声学属性。所述探测器被配置为使得：当布置所述多个转换元件的方向是第一方向和第二方向时，第二方向上的端部具有比在第二方向上的中间部分低的声学波的发送声压。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种被检体信息获取装置，包括： |
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| 说明书全文 | 被检体信息获取装置及其控制方法技术领域[0001] 本发明涉及一种被检体信息获取装置及其控制方法。特别地，本发明涉及用于通过将声学波发送到被检体并且接收被检体内反射的反射波来获取被检体信息的技术。 背景技术[0002] 在作为被检体信息获取装置的超声诊断装置中，当超声波的波长是λ并且发送波数是n时，深度方向上的空间分辨率在经由脉冲回声技术形成图像数据的情况下可以通常表示为(nλ)/2。例如，当发送两个波长的具有12MHz的中心频率的超声波时，深度方向上的空间分辨率将近似是0.13mm。 [0003] 现解释脉冲回声技术。首先，当超声脉冲(声学波脉冲)发送到被检体时，超声波根据被检体内的声学阻抗差异而受反射并且返回。接下来，接收反射波，并且反射波的接收信号用于生成图像数据。通常，获取接收信号的包络，并且所获取的包络被转换为亮度值，以生成图像数据。作为重复对被检体内的多个方向或位置发送并且接收超声波的结果，可以获取关于在发送并且接收超声波的方向上的多个扫描线的亮度信息。可以通过排列关于多个扫描线的亮度信息来对被检体内部进行成像。 [0005] 如上所述，虽然可以通过使用脉冲回声技术来实现近似0.13mm的深度方向上的空间分辨率，但需要更高的空间分辨率。例如，如果可以进一步详细观测颈动脉的血管壁的层结构，则这可以有助于动脉硬化等的早期检测。 [0006] 非专利文献1示出通过执行频域干涉法(FDI方法)和作为自适应信号处理的Capon方法来对血管壁的层结构进行成像的结果。作为通过使用接收信号并且应用FDI方法来执行Capon方法的结果，可以进一步改进深度方向(扫描线方向)上的空间分辨率。然而，这假设在剪切以用于执行FDI处理的在深度方向上的信号范围(处理范围)内存在多个反射层。此外，很有可能来自邻近反射层的多个反射波将相互具有高相关性。当自适应信号处理(如Capon方法)直接应用于如上所述具有高相关性的多个反射波的接收信号时，已知不期望的操作(如目标信号的消失)倾向于产生。为了减少来自具有前述相关性的信号(相关干涉波)的影响，可以通过附加地使用频率平均化技术来将FDI方法和Capon方法应用于反射波的接收信号。 [0007] 此外，在对于具有宽频带的声学波(例如对于脉冲波)的接收信号采用频率平均化技术时，使用基准信号来执行接收信号的白化。专利文献1描述了一种能够通过使得背部材料具有分布来抑制旁瓣级别的超声探测器。 [0008] 专利文献1：日本专利申请公开No.H6-125894 [0009] 专利文献2：日本审查专利公开No.H1-24479 [0010] 专利文献3：日本审查专利公开No.H1-24480 [0011] 非专利文献1：Hirofumi Taki,Kousuke Taki,Takuya Sakamoto,Makoto Yamakawa,Tsuyoshi Shiina和Toru Sato:Conf Proc IEEE Eng Med Biol Soc.2010；1:5298-5301. [0012] 如上所述，基准信号用在FDI方法所应用到的自适应信号处理中。该基准信号越接近实际所获取的反射波形，基于FDI方法所应用到的自适应信号处理来实现更高空间分辨率的效果就越大。 [0013] 然而，实际上，对于发送到被检体中的声学波脉冲，波形将取决于其到达的位置(反射位置)而改变。特别地，在不同深度的位置处，发送的声学波脉冲的波形倾向于不同。因此，存在这样的情况：无法充分产生基于FDI方法所应用到的自适应信号处理来实现更高空间分辨率的效果。 发明内容[0014] 鉴于上述问题而设计本发明，本发明的目的在于：抑制在执行FDI方法所应用到的自适应信号处理时的取决于位置的空间分辨率劣化所产生的影响。 [0015] 本发明提供一种被检体信息获取装置，包括： [0016] 探测器，包括被配置为将声学波发送到被检体、接收被检体内反射的反射波、并且将反射波转换为时间序列接收信号的多个转换元件；和 [0017] 处理器，被配置为：使用从所述多个转换元件输出的多个接收信号以及基准信号通过应用自适应信号处理来执行频域干涉法，并且获得被检体中的多个位置的声学属性，[0018] 其中，所述探测器被配置为使得：当布置所述多个转换元件的方向是第一方向并且与第一方向相交的方向是第二方向时，第二方向上的端部具有比在第二方向上的中间部分低的声学波的发送声压。 [0019] 本发明还提供一种被检体信息获取装置，包括： [0020] 探测器，包括：用于发送的转换元件组，具有将声学波发送到被检体的多个转换元件；用于接收的转换元件组，具有接收被检体内反射的反射波并且将反射波转换为时间序列接收信号的多个转换元件；和 [0021] 处理器，被配置为使用从所述用于接收的转换元件组输出的多个接收信号以及基准信号通过应用自适应信号处理来执行频域干涉法，并且获得被检体中的多个位置的声学属性， [0022] 其中，所述探测器被配置为使得：当布置用于发送的转换元件组的多个转换元件的方向是第一方向并且与第一方向相交的方向是第二方向时，在所述用于发送的转换元件组中，第二方向上的端部具有比在第二方向上的中间部分低的声学波的发送声压，或被配置为使得：在所述用于接收的转换元件组中，声学波的接收强度在第二方向上的端部处比在第二方向上的中间部分处低。 [0023] 本发明还提供一种被检体信息获取装置的控制方法，所述被检体信息获取装置具有包括发送并且接收声学波的多个转换元件的探测器以及处理器，其中所述探测器被配置为使得当布置所述多个转换元件的方向是第一方向并且与第一方向相交的方向是第二方向时，第二方向上的端部具有比第二方向上的中间部分低的声学波的发送声压，[0024] 所述控制方法包括以下步骤： [0025] 操作所述多个转换元件以将声学波发送到被检体； [0026] 操作所述多个转换元件以接收被检体内反射的反射波，并且将反射波转换为时间序列接收信号；以及 [0027] 操作所述处理器以使用从所述多个转换元件输出的多个接收信号以及基准信号通过应用自适应信号处理来执行频域干涉法，并且获得被检体中的多个位置的声学属性。 [0028] 本发明还提供一种被检体信息获取装置的控制方法，所述被检体信息获取装置具有探测器和处理器，所述探测器包括具有发送声学波的多个转换元件的用于发送的转换元件组以及具有接收反射波的多个转换元件的用于接收的转换元件组，其中，所述探测器被配置为使得：当布置用于发送的转换元件组的多个转换元件的方向是第一方向并且与第一方向相交的方向是第二方向时，在所述用于发送的转换元件组中，第二方向上的端部具有比在第二方向上的中间部分低的声学波的发送声压，或被配置为使得：在所述用于接收的转换元件组中，声学波的接收强度在第二方向上的端部处比在第二方向上的中间部分处低， [0029] 所述控制方法包括以下步骤： [0030] 操作所述用于发送的转换元件组以将声学波发送到被检体； [0031] 操作所述用于接收的转换元件组以接收被检体内反射的反射波，并且将反射波转换为时间序列接收信号；以及 [0032] 操作所述处理器以使用从所述用于接收的转换元件组输出的多个接收信号以及基准信号通过应用自适应信号处理来执行频域干涉法，并且获得被检体中的多个位置的声学属性。 [0033] 根据本发明，可以抑制在执行FDI方法所应用到的自适应信号处理时的取决于位置的空间分辨率劣化所产生的影响。 附图说明[0035] 图1是解释反射波形的示图； [0036] 图2是解释当图1所示的反射波形用作接收信号时的功率强度的示图； [0037] 图3是示出本申请可以应用到的被检体信息获取装置的示意图； [0039] 图5A至图5E是解释转换元件及其发送声压分布的示图； [0040] 图6A是解释第一实施例的效果的示图； [0041] 图6B是解释第一实施例的效果的示图； [0042] 图7是解释第一实施例的效果的示图； [0043] 图8是解释第一实施例的效果的示图； [0044] 图9A和图9B是解释CMUT的结构的示意图； [0045] 图10是解释第一实施例的转换元件的配置的示图； [0046] 图11A至图11C是解释第一实施例的转换元件的配置的示图； [0047] 图12是解释第三实施例的转换元件的配置的示图； [0048] 图13是示出第四实施例的被检体信息获取装置的示意图；以及 [0049] 图14是解释第四实施例的效果的示图。 具体实施方式[0050] 现参照附图解释本发明的优选实施例。然而，下述组件的大小、材料、形状和相对布置将取决于本发明要应用到的装置的配置和各种条件而适当地改变，并且这些实施例并非意图将本发明的范围限制为以下描述。 [0051] 发明人关注于这样的事实：在通过从被检体接收反射波来执行FDI方法所应用到的自适应信号处理时，所发送的声学波的波形取决于该被检体内的位置而变化。随后，发明人发现，存在这样的可能性：如果发送波形的变化所产生的在反射波形与基准信号的波形之间存在波形变化，则图像将劣化。 [0052] 例如，所解释的是从其中转换元件在一维方向上被布置为一行的探测器发送声学波的情况。图1示出在从以一维方式布置多个转换元件的线性阵列所发送的并且在15mm的深度处聚焦的声学波脉冲在11mm、13mm、15mm、17mm和19mm的各个深度处的波形。在此所使用的术语“深度”指代距转换元件的距离。在该示例中，由于发送焦点在15mm处，因此在15mm的深度处的波形将基本上与发送波形相同。然而，如图1显见，在其它深度(11mm、13mm、17mm、19mm)处，该波形与发送波形(即在15mm处的波形)不同。特别地，可见，在浅位置(距离距转换元件很短的位置)处的波形与发送波形大不相同。 [0053] 图2示出在通过使用图1所示的各个波形作为接收信号并且使用发送波形(即基本上与在15mm的深度处的波形相同的波形)作为基准信号来执行FDI方法所应用到的自适应信号处理时的结果。注意，在图1的各个深度处的发送波形可以被看作基本上与在各个深度处的反射波形相同。换句话说，将图1所示的波形中的每一个用作接收信号可以被看作基本上与已经从在各个深度(11mm、13mm、15mm、17mm、19mm)的位置处存在的反射表面接收反射波形相同。 [0054] 根据图2所示的结果，在基准信号和接收信号的波形相等的15mm的深度处可以确认高分辨率的效果。然而，在11mm的深度的位置处，作为其处理结果的功率强度示出两个峰，并且由于峰的半宽度也是宽的，因此可知，无法充分获得高空间分辨率的效果。此外，也在13mm、17mm和19mm的其它深度处，高空间分辨率的效果比在15mm的深度处所获得的效果更低。因此，为了解决该问题，以下实施例独特之处在于：在发送并且接收超声波的转换元件中的声学波的发送声压(转换效率)被改变。 [0055] 此外，本发明中所指的声学波通常是超声波，并且包括被称为音波或超声波的弹性波。本发明的被检体信息获取装置包括将声学波发送到被检体，接收被检体内反射的反射波(反射声学波)，并且获取在被检体中的多个位置处的声学属性作为数值或图像数据的装置。所获取的声学属性是反映被检体中的组织的声学阻抗的差异的信息。此外，本发明中所指的扫描线是在从探测器发送的声学波的前行方向上所形成的虚拟线。 [0056] <基本实施例> [0057] 现参照附图解释本发明实施例。作为一般规则，相同的构成要素被给予相同标号，并且省略其解释。 [0058] (被检体信息获取装置的基本配置) [0059] 图3是示出本申请可以应用到的被检体信息获取装置的示意图。该实施例的被检体信息获取装置包括含有多个转换元件002的探测器001、接收电路005、发送电路003、相位调整/加法块006和FDI自适应处理块007。被检体信息获取装置附加地包括图像处理块010和系统控制单元004。 [0060] 在该实施例中，通过至少包括接收电路005、发送电路003、相位调整/加法块006和FDI自适应处理块007来构成处理器。处理器可以附加地包括系统控制单元004和图像处理块010。 [0061] 探测器001是将声学波发送到被检体000并且接收在被检体中的多个位置处所反射的反射波的发射机/接收机，并且包括将声学波转换为电信号(时间序列接收信号)的多个转换元件002。作为转换元件，所使用的可以是诸如使用压电现象的压电元件之类的转换元件、使用光学谐振的转换元件、或诸如容性微机械超声换能器(CMUT)之类的使用电容改变的转换元件。 [0062] 发送电路003根据来自系统控制单元004的控制信号依照聚焦位置或聚焦方向来生成具有延迟时间和幅度的发送信号(脉冲信号)。发送信号被输入到多个转换元件002中的每一个，并且声学波被作为脉冲波从多个转换元件002发送到被检体。被检体000中的反射界面或反射体所反射的声学波(反射波)由多个转换元件002接收，并且分别转换为多个接收信号。从多个转换元件002输出的多个接收信号被输入到接收电路005。 [0063] 接收电路005是放大从各个转换元件按时间顺序输出的接收信号并且将接收信号转换为多个数字信号(数字化接收信号)的电路，并且是由放大器、A/D转换器等构成的。应注意，在以下解释中，基于声学波脉冲的单次发送从接收反射波的一个转换元件输出的时间序列接收信号将被看作一个接收信号。假设当存在M数量的输出信道时，基于声学波脉冲的单次发送而获得与输出信道的数量对应的M数量的接收信号。此外，在特定转换元件上聚焦时，当声学波脉冲发送N次时，对于该转换元件将获得针对N次发送的接收信号(即N个时间序列接收信号)。N和M表示正整数。此外，在本发明中，除了从转换元件002输出的模拟接收信号之外，经受放大和数字转换处理的信号也表示为接收信号。从接收电路005输出的多个数字信号被输入到相位调整/加法块006。 [0064] 相位调整/加法块006根据声学波被发送到的方向或位置来对多个数字信号执行延迟处理(相位调整处理)，并且附加地对其执行加法处理。换句话说，相位调整/加法块006执行相位调整/加法处理。经受前述相位调整/加法处理的信号(扫描线信号)被输入到FDI自适应处理块007。扫描线信号表示在经受发送波束成形的声学波的前进方向上(在声学波束上)的信号，并且单个扫描线信号上存在的来自多个位置的反射波的强度(强度信号)在该扫描线上按时间顺序被布置。标准超声装置上所显示的B模式图像是以在与多个扫描线的数量对应的量来布置扫描线信号的包络的结果。 [0065] FDI自适应处理块007通过使用从相位调整/加法块006输出的多个扫描线信号以及从系统控制单元004输出的基准信号来执行FDI处理所应用到的自适应信号处理(下文中被称为“FDI自适应处理”)。 [0066] 自适应信号处理与自适应波束成形对应。换句话说，自适应信号处理表示这样的处理：根据接收信号来自适应地改变处理参数(如相位和权重)，有选择地提取从目标聚焦方向或聚焦位置到达的预期波的接收信号，并且抑制其它不想要的波的接收信号。特别地，作为一类自适应信号处理的Capon方法是在与聚焦方向或聚焦位置有关的灵敏度是固定的状态下处理多个输入信号以使得输出(功率强度)最小化的方法。该方法也被称为功率方向性约束最小化(DCMP)或最小偏差方法。这种自适应信号处理产生能够改进空间分辨率的效果。在该实施例中，详细解释采用Capon方法作为自适应信号处理的示例。然而，也可以使用其它自适应信号处理(MUSIC方法或ESPRIT方法)。 [0067] 频域干涉法(FDI方法)是通过针对每个频率分解接收信号并且根据聚焦位置来改变分解后的信号的相位来估计在聚焦位置处的接收功率的方法。注意，基于从特定基准位置到聚焦位置的距离和与频率对应的波数的乘积来预先确定相位的改变。 [0068] 换句话说，将自适应信号处理与FDI方法组合产生通过使用根据接收信号所计算的相移和权重的量而不是通过使用关于分解为各个频率分量的接收信号的相移和权重的预定量来计算在聚焦位置处的功率强度。稍后将参照图4解释FDI自适应处理块007所执行的处理的细节。在该实施例中，基于FDI自适应处理所计算的功率强度与反映被检体中的组织的声学阻抗的差异的声学属性对应。此外，后级中的图像处理块010输出根据多个功率强度而配置的功率强度分布作为图像数据。 [0069] 图像处理块010根据需要执行各种类型的图像处理(如对根据多个功率强度配置的输入功率强度分布的平滑和边缘增强)，并且将亮度数据(图像数据)输出到图像显示装置011。图像显示装置011显示所输入的亮度数据。 [0070] 注意，FDI自适应处理块007例如由处理单元(如CPU、图形处理单元(GPU)或现场可编程门阵列(FPGA)芯片等)构成。系统控制单元004和图像处理块010类似地由处理单元(如CPU、GPU或FPGA)构成。图像显示装置011由液晶显示器(LCD)、阴极射线管(CRT)或有机EL显示器等构成。注意，与本发明的被检体信息获取装置分离地提供图像显示装置011。 [0071] (FDI自适应处理的流程) [0072] 现参照图4解释FDI自适应处理块007所执行的处理。图4是解释FDI自适应处理的各个步骤的流程图。FDI自适应处理块007接收从相位调整/加法块006输出的扫描线信号作为输入信号(S200)。FDI自适应处理块007随后从扫描线信号中提取与一个处理的处理时间相对应的强度信号(即与处理范围对应的强度信号)(S201)。在此，作为FDI自适应处理块007所执行的处理，除了从一个扫描线上的多个强度信号提取与处理范围对应的信号之外，还可以执行诸如各个强度信号的加权之类的处理。 [0073] 随后，提取出的信号经受傅立叶变换，并且被划分为每个频率的分量(Xs1、Xs2、Xs3、……、XsN)(S202)。同时，从系统控制单元004输出的基准信号被输入到FDI自适应处理块007(S203)。 [0074] 随后，FDI自适应处理块007执行基准信号的傅立叶变换，并且将基准信号划分为每个频率的分量(Xr1、Xr2、Xr3、……XrN)(S204)。 [0075] 随后，FDI自适应处理块007执行如公式(1)所示的白化处理(S205)。 [0076] [数学式1] [0077] [0078] 在此，Xwk(k＝1、2、……、N)是在白化处理之后的每个频率的分量，η是用于稳定的轨迹量，*表示复共轭。 [0079] 接下来，从经受白化处理的各个频率分量构成的矢量X(公式(2))被用于计算公式(3)中所示的相关矩阵R(S206)。 [0080] X＝[XW1,XW2,...,XWN]T...(2) [0081] R＝XXT*...(3) [0082] 注意，T表示转置。在此，相关矩阵R将是具有大小N×N的矩阵。 [0083] 随后，从相关矩阵R提取部分矩阵，并且应用对频率取平均的频率平均化技术(S207)。 [0084] [数学式2] [0085] [0086] Rmij＝XW(i+m-1)XW(j+m-1)*...(5) [0087] R’是频率平均相关矩阵，Rm是具有Rmij作为成员的相关矩阵R的部分矩阵。由此根据公式(4)和公式(5)来计算频率平均相关矩阵R’(S208)。 [0088] 随后，把约束矢量C输入到FDI自适应处理块007(S209)。约束矢量C是根据处理范围中的位置r而改变的矢量，并且通过以下公式(6)来定义。 [0089] C＝[exp(jk1r),exp(jk2r),...,exp(jk(N-M+1)r)]...(6) [0090] 频率平均相关矩阵R’和约束矢量C用于计算如公式(7)所示的处理范围中的功率强度分布P(r)(S210)。 [0091] [数学式3] [0092] [0093] 已经加上η’E以稳定逆矩阵的计算，η是根据常数或Rxx,1值而改变的值，E是单位矩阵。 [0094] 随后，当在输入信号之中存在未处理的信号时，例程返回到信号的提取(S201)，并且处理继续(S211)。当已经处理了所有信号时，该处理结束。 [0095] 如上所述，FDI自适应处理块007通过使用从相位调整/加法块006输出的多个扫描线信号以及从系统控制单元004输出的基准信号作为输入信号来执行FDI方法所应用到的自适应信号处理。结果输出功率强度分布。 [0096] 现解释转换元件002。图5A是示意性示出本发明的转换元件的示图。在排列方向(示图中的水平方向)上布置多个转换元件。图5B至图5D示出在与一个转换元件的排列方向相交的方向(示图中的垂直方向)上的发送声压。图5B至图5D的三幅示图分别表示在不同情况下的图5A的X-X’截面的发送声压分布。注意，在以下解释中，转换元件的排列方向有时被称为“第一方向”，与转换元件的排列方向相交的方向有时被称为“第二方向”。 [0097] 图5B的发送声压分布501具有在与转换元件的排列方向(第一方向)相交的方向(第二方向)上直到端部的均匀发送声压强度。图5C的发送声压分布502是其中声学波的发送声压在第二方向上的端部处比在第二方向上的中间部分更低的发送声压强度。对于图5D的发送声压分布503，与图5C的情况相比，在第二方向上的端部处的发送声压甚至比在中间部分处的发送声压低更多。注意，如图5E所示，因为在第二方向上执行声学波的发送波束成形，所以在探测器的转换元件002的被检体侧(声学波待发送到的一侧)上提供声学透镜504。 [0098] 图6A示出当通过使用图5B至图5D所示的三种类型的发送声压分布来发送声学波以在15mm的深度处聚焦时在11mm处的波形。在该示图中，点划线示出当在与具有8mm的宽度的转换元件的排列方向(第一方向)相交的方向(第二方向)上以均匀发送强度分布发送声学波时的波形(与发送声压分布501对应)。在该示图中，点线示出当减少第二方向上的端部的0.5mm的发送强度分布时的波形(与发送声压分布502对应)。在该示图中，实线示出当减少第二方向上的端部的1mm的发送强度分布时的波形(与发送声压分布503对应)。此外，图6B示出当在15mm的深度处聚焦声学波时的波长。 [0099] 从这些结果显见，通过使得第二方向上的端部具有比中间部分更低的发送声压，发送波形逼近其聚焦的深度的波长。换句话说，可以抑制深度所导致的波形的变化。 [0100] 图7示出通过使用考虑在15mm的深度处的波形变化的基准信号执行FDI自适应处理的结果。在该示图中，实线示出当降低本发明的元件的端部的1mm的发送声压时的处理结果。在该示图中，点线示出当转换元件的发送声压均匀时的处理结果。如实线所示，通过降低元件的端部的发送声压，可以抑制在各个深度处的波形变化，并且可见，稳定地获得基于FDI自适应处理的改进的空间分辨率的效果(尤其是在11mm的深度处)。 [0101] 图8示出通过使用考虑在18mm的深度处的波形变化的基准信号执行FDI自适应处理的结果。在该示图中，实线示出当降低本发明的元件的端部的1mm的发送声压时的处理结果。在该示图中，点线示出当转换元件的发送声压均匀时的处理结果。如实线所示，通过降低元件的端部的发送声压，可以抑制在各个深度处的波形变化，并且可见，稳定地获得基于FDI自适应处理的改进的空间分辨率的效果。 [0102] 如上所述，通过在与布置转换元件的第一方向相交的第二方向上将端部的发送声压降低为比中间部分的发送声压更低，可以得到抑制每个深度的波形变化的效果，并且基于FDI自适应处理改进空间分辨率。 [0103] 现参照附图解释被检体信息获取装置的实施例。注意，作为总的规则，相同的构成元件被给予相同标号，并且省略其解释。 [0104] <第一实施例> [0105] 该实施例的被检体信息获取装置采用与图1所示的装置相同的配置。在该实施例中，进一步详细描述转换元件002的形状，由于其余处理流程与参照图4解释的处理相同，因此省略其解释。 [0106] 在该实施例中，利用电容变化的CMUT被用作转换元件。图9是示意性示出CMUT中的一个单元的示图，其中，图9A是平面图，图9B是截面图。在一个单元中，在间隙901上形成膜结构902，在膜结构902上附加地放置电极903。注意，由于图9示出一个单元，所以省略连接多个单元的电极903的布线的说明。在图9中，基板904(如硅基板)用作电极903的对电极。注意，也可以采用与基板904分离地提供下电极的配置。 [0107] CMUT的单元具有这样的结构：包括彼此跨过之间的作为间隙的腔(间隙901)而提供的一对电极中的一个电极(在图9的情况下，电极903)的振动膜被振动地受支撑。具体地，图9的振动膜包括电极903和膜结构902。通过将电压波形信号(交流电压)输入到作为下电极的基板904或作为上电极的电极903，膜结构902归因于静电引力而被吸引朝向间隙901。此外，可以基于这种引力的恢复来生成声学波。 [0108] 图10是示出CMUT的一个转换元件002(一个元件)的示意图。在一个元件中布置有多个与图9所示的单元相似的单元。此外，通过布置图10所示的多个元件来形成图5所示的转换元件阵列。CMUT在该元件的各单元中输入并且输出信号。换句话说，当一个单元被看作一个电容时，元件中的多个单元的电容并行地电连接。此外，各元件是电隔离的。 [0109] 在图10中，水平方向是转换元件002的排列方向(第一方向)。在该实施例中，转换元件上每单位面积的CMUT单元的数量(存在密度)朝与第一方向相交的方向(第二方向)上的端部减少。由此可以使得第二方向上的端部与中间部分相比具有更低的声学波的发送声压。注意，可以通过将同一电压驱动波形输入到同一转换元件002上所布置的各CMUT单元来得到本发明的效果。 [0110] 作为通过使用如上所述那样配置的转换元件002发送声学波的结果，可以抑制每个深度的发送波形变化，并由此更稳定地获得FDI自适应处理的效果。 [0111] 注意，在图10中，通过改变CMUT单元的存在密度来获得本发明的效果。然而，单元配置不限于此。如图11A所示，可以采用电极大小朝向端部减小的配置。此外，如图11B所示，也可以改变膜结构的大小。此外，如图11C所示，其中不形成电极的单元的数量可以在膜结构中朝向端部增大。此外，虽然未示出，但间隙的厚度可以朝向端部增大。可以通过任何这些方法来获得本发明的效果。 [0112] <第二实施例> [0113] 该实施例的被检体信息获取装置采用与图1所示的装置相同的配置。在该实施例中，解释压电元件用作转换元件002并且被布置为一行的情况，由于其余处理流程与参照图4解释的处理相同，因此省略其解释。 [0114] 在该实施例中，压电元件(如PZT)用作转换元件。特别地，如专利文献1(日本专利申请公开No.H6-125894)中所描述的那样，可以改变背部材料的声学阻抗，以使得在第二方向(与布置压电元件的第一方向相交的方向)上的端部处的发送声压将比在中间部分处的发送声压更低。换句话说，在第二方向上，使得位于压电元件的中间部分的后面上的背部材料的声学阻抗比位于端部的后面上的背部材料的声学阻抗更接近压电元件的声学阻抗。 [0115] 此外，如专利文献2(日本审查专利公开No.H1-24479)和专利文献3(日本审查专利公开No.H1-24480)中所描述的那样，压电元件自身可以被处理，以使得在第二方向上的端部处的发送声压将比在中间部分处的发送声压更低。 [0116] 相应地，通过使用根据该实施例配置的压电元件从探测器发送声学波，可以抑制每个深度的发送波形变化，并由此更稳定地获得FDI自适应处理的效果。 [0117] <第三实施例> [0118] 该实施例的被检体信息获取装置采用与图1所示的装置相同的配置。该实施例解释以1.5D阵列、1.75D阵列或2D阵列的方式二维地布置多个转换元件002的情况。因为其余处理流程与参照图4解释的处理相同，所以省略其解释。 [0119] 在该实施例中，也可以使用CMUT、压电元件或任何其它种类的转换元件。此外，甚至在以二维方式布置转换元件的示例中，可以通过设计如第一实施例和第二实施例的CMUT、压电元件或背部材料的配置来降低在第二方向(与作为转换元件的排列方向的第一方向相交的方向)上的端部处的声压。然而，在该实施例中，并非总是必须设计CMUT的配置或设计压电元件或背部材料的配置，才能降低在第二方向上的端部处的声压。换句话说，通过设计用于发送声学波的发送信号，也可以用在第二方向上具有均匀结构的转换元件来获得本发明的效果。在以下解释中，具体地如图12所示，解释设计1.5D阵列中的发送信号的情况。在此，在使用1.5D阵列的情况下，转换的排列方向示出执行电子扫描的方向(图12中的水平方向)。换句话说，这是在依次切换转换元件组的组合以执行声学波的发送波束成形并且从转换元件组的一端到另一端执行电子扫描的情况下的电子扫描方向(即线性扫描方向)。 [0120] 在该实施例中，使得待输入到探测器中的第二方向(图12中的垂直方向)上的端部处的转换元件的发送信号的幅度(强度)比待输入到在中间部分处的转换元件的发送信号的幅度(强度)小。由此可以使得在第二方向上的端部处的转换元件具有比在中间部分处的转换元件更小的发送声压。此外，在该实施例中，在待输入到在第二方向上布置的多个转换元件002的各发送信号之间提供延迟时间。换句话说，通过附加地将时间差提供给对在与电子扫描方向相交的方向上的转换元件002的发送信号，声学波也可以在第二方向上聚焦，而无需提供透镜。特别地，待输入到中间部分处的转换元件的发送信号应相对于待输入到在相交方向上的端部处的转换元件的发送信号而延迟。无疑，在该实施例中，也可以通过在转换元件的前面侧上提供透镜而在第二方向上聚焦声学波。 [0121] 因此，该实施例的探测器也可以被配置为使得发送声压将在第二方向上的端部处比在第二方向上的中间部分更低。因此，可以抑制每个深度的发送波形变化，并由此更稳定地获得FDI自适应处理的效果。此外，在2D阵列的情况下，存在使用2D阵列的所有转换元件来执行分区扫描的情况。用这种2D阵列的情况下，除了降低在第二方向上的端部处的转换元件的发送声压之外，还可以降低在第一方向上的端部处的转换元件的发送声压。换句话说，并非仅降低在一个方向上的端部处的转换元件的发送声压，在2D阵列的外周处的转换元件的发送声压也应比在中间部分处的转换元件更低。 [0122] <第四实施例> [0123] 图13是示意性示出该实施例中所使用的被检体信息获取装置的配置的示图。与前述实施例不同之处在于提供基准信号记录块009。基准信号记录块009是用于与被检体中的位置对应地存储不同波形的多个基准信号的存储器。具体地，基准信号记录块009存储分别与被检体中的深度方向上的位置对应地具有不同波形的多个基准信号，或分别根据声学波的发送方向而具有不同波形的多个基准信号。此外，基准信号记录块009也可以存储根据深度和发送方向而改变的多个基准信号。在从基准信号记录块009输出基准信号时，无需输出基准信号记录块009中存储的所有基准信号。 [0124] 将具体地解释与前述实施例不同的基准信号记录块009的操作和系统控制单元004的操作。注意，除了前述实施例的处理器之外，该实施例中的处理器还可以包括基准信号记录块009。 [0125] 在FDI自适应处理块007正执行FDI自适应处理的同时，系统控制单元004命令基准信号记录块009输出两个或更多个分别不同的基准信号。换句话说，FDI自适应处理块007通过根据被检体中的位置切换基准信号至少一次来执行FDI自适应处理。特别地，根据深度(即反射波的接收时间)或声学波的发送方向来切换基准信号至少一次。 [0126] 特别地，在根据深度来切换基准信号的模式下，在使用单个扫描线信号正执行FDI自适应处理的同时，切换基准信号至少一次。换句话说，通过针对在单个扫描线信号上的第一位置处的强度信号和在同一扫描线信号上的(与第一位置不同的)第二位置的强度信号使用不同的基准信号来执行FDI自适应处理。然而，无需针对每个位置都每次切换基准信号。当处理单个扫描线信号时，应根据位置来切换基准信号至少一次；例如，可以每当在被检体中的浅范围中时使用第一基准信号来执行FDI自适应处理，可以每当在深范围中时使用第二基准信号来执行FDI自适应处理。此外，无需针对每个位置准备基准信号。可以针对预定域中的每个范围准备基准信号。如上所述那样获得的多个功率强度被输出到图像处理块010。 [0127] 当执行这种处理时，仍然可以基于使得在第二方向(与转换元件的排列方向相交的方向)上的端部处的声学波的发送声压比在中间部分处低的配置来抑制每个深度的发送波形变化。此外，在该实施例中，通过使用与发送波形的改变对应的基准信号，获得能够更稳定地执行FDI自适应处理的效果。 [0128] 图14示出实现根据该实施例的处理的结果。 [0129] 示图中的实线示出在使用减少端部的1mm的发送强度分布的转换元件的情况下的处理结果。使用考虑在范围DA中的12mm的深度、范围DB中的15mm的深度以及范围DC中的18mm的深度处的波形的基准信号来执行FDI自适应处理。在示图中，点线示出当转换元件的发送声压均匀并且使用在18mm的深度处的波形来执行FDI自适应处理时的处理结果。在将二者进行比较时，如实线所示，通过使用根据深度的基准信号而不是仅降低元件的端部的发送声压，可见得到能够进一步改进空间分辨率的效果。 [0130] <第五实施例> [0131] 在前述实施例中的每一个中，作为能够发送并且接收超声波的发射机和接收机的转换元件用作探测器001的转换元件002。然而，本发明也可以使用分离的转换元件作为用于发送的转换元件组和用于接收的转换元件组。换句话说，也可使用把用于发送的转换元件连接到发送电路003并且将不同的用于接收的转换元件连接到接收电路005的配置来实现本发明。在前述情况下，可以通过降低在用于发送的转换元件中的第二方向上的端部处输出的声压来抑制针对每个深度的发送波形变化的事实如在前述实施例中的每一个中解释的那样。此外，还可以使用降低在用于接收的转换元件中的端部处的声压的接收强度的配置来获得本发明的效果。这基于发送波形与接收波形之间的相关性。 [0132] <第六实施例> [0133] 同时，使用例如多普勒和弹性图(elastography)等的成像方法，通过使用接收信号的相位或相关性来计算速度和硬度。在使用前述相位和相关性的这种处理中，优选地，接收信号的波形具有更小的应变，并且例如，发送焦点位置的波形是理想的。本发明中所获得的接收波形在深度方向上几乎不变化，并且由于未聚焦位置的波形接近聚焦位置的波形，所以可以通过更高的精度来执行诸如多普勒和弹性图之类的成像方法。相应地，本发明不限于FDI自适应处理，而是还可以应用于采用发送信号和接收信号的聚焦处理的成像方法。 [0134] <第七实施例> [0135] 此外，也可以通过执行以下处理来实现本发明，换句话说，把能够实现前述实施例中的每一个的功能的软件(程序)经由网络或各种存储介质提供给系统或装置以及该系统或装置的计算机(CPU、MPU等)读取并且执行程序的处理。本发明也可以被看作其中被检体信息获取装置的各个块执行处理的被检体信息获取方法，或被检体信息获取装置的控制方法。 [0136] 也可以通过读出并且执行存储器设备上记录的程序以执行上述实施例的功能的系统或装置的计算机(或诸如CPU或MPU之类的设备)、以及其步骤由通过例如读出并且执行存储器设备上记录的程序以执行上述实施例的功能的系统或装置的计算机执行的方法来实现本发明的各方面。为此，例如经由网络或从充当存储器设备的各种类型的记录介质(例如非易失性计算机可读介质)将程序提供给计算机。因此，计算机(包括诸如CPU或MPU之类的设备)、方法、程序(包括程序代码和程序产品)以及对程序进行记录的非易失性计算机可读介质都包括于本发明的范围内。 |
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