具有多个反馈路径的Σ-Δ平方差RMS-DC转换器

申请号 CN201180059602.9 申请日 2011-12-08 公开(公告)号 CN103404033A 公开(公告)日 2013-11-20
申请人 德克萨斯仪器股份有限公司; 发明人 P·G·R·席尔瓦;
摘要 本 发明 涉及使用多反馈路径的Σ-Δ平方差RMS到数字转换器的结构。额外的反馈路径使能在不同拓补结构中的稳定的Σ-Δ闭环行为,其中拓补结构中平方非线性处理的量化误差的RMS电平被最小化。这种反馈路径包括低通滤波且恒定增益反馈路径,低通和高通滤波路径或多个低通滤波路径。这些可在前向路径中与多个积分器组合,具有由额外前馈或反馈路径提供的 频率 补偿。 电子 可配置性可进一步扩大这种结构的总参考输入的动态范围(DR)。
权利要求

1.一种包括Σ-Δ平方差RMS-DC转换器的设备,其包括:
模拟信号乘法和组合电路,其通过提供合成模拟信号来响应模拟输入信号和至少第一和第二模拟反馈信号,所述合成模拟信号包括与所述模拟输入信号的平方、所述第一模拟反馈信号和所述第二模拟反馈信号的平方间的差对应的至少一个信号分量;
模拟信号滤波器电路,其耦合到所述模拟信号乘法和组合电路,且通过提供滤波的模拟信号来响应所述合成模拟信号;
模数转换(ADC)电路,其耦合到所述模拟信号滤波器电路,且通过提供相关的数字输出信号来响应所述滤波的模拟信号;
数模转换(DAC)电路,其耦合到所述ADC电路,且通过提供模拟信号来响应所述数字输出信号;
第一反馈电路,其耦合在所述DAC电路和所述模拟信号乘法和组合电路间,且通过提供所述第一模拟反馈信号来响应所述模拟信号;以及
第二反馈电路,其耦合在所述DAC电路和所述模拟信号乘法和组合电路间,且通过提供所述第二模拟反馈信号来响应所述模拟信号。
2.根据权利要求1所述的设备,其中所述模拟信号乘法和组合电路包括:
第一模拟信号乘法电路,其通过提供第一模拟乘积信号来响应所述模拟输入信号;
第二模拟信号乘法电路,其通过提供第二模拟乘积信号来响应所述第一模拟反馈信号;以及
模拟信号组合电路,其耦合到所述第一和第二模拟信号乘法电路,且通过提供所述合成模拟信号来响应所述第一和第二模拟乘积信号和所述第二模拟反馈信号。
3.根据权利要求1所述的设备,其中所述模拟信号乘法和组合电路包括:
模拟输入信号路由器电路,其通过提供与所述模拟输入信号相关的第一和第二路由模拟输入信号来响应模拟输入信号;
模拟反馈信号路由器电路,其通过提供与所述第一模拟反馈信号相关的第一和第二路由模拟反馈信号来响应所述第一模拟反馈信号;
第一模拟信号组合电路,其耦合到所述模拟输入信号路由器电路和所述模拟反馈信号路由器电路,且通过提供与所述第一路由模拟输入和反馈信号及第二路由模拟输入和反馈信号的组合相关的第一和第二组合模拟信号,来分别响应所述第一和第二路由模拟输入信号及所述第一和第二路由模拟反馈信号;
模拟信号乘法电路,其耦合到所述第一模拟信号组合电路,且通过提供模拟乘积信号来响应所述第一和第二组合模拟信号,所述模拟乘积信号包括与所述第一和第二路由模拟输入信号的乘积和所述第一和第二路由模拟反馈信号的乘积间的差对应的至少一个信号分量;以及
第二模拟信号组合电路,其耦合到所述模拟信号乘法电路,且通过提供所述合成模拟信号来响应所述模拟乘积信号和所述第二模拟反馈信号。
4.根据权利要求1所述的设备,其中所述模拟信号滤波器电路包括:
第一滤波器电路,其通过提供第一中间信号响应所述合成模拟信号;
第二滤波器电路,其耦合到所述第一滤波器电路,且通过提供第二中间信号来响应所述第一滤波信号;
缩放电路,其耦合到所述第一滤波器电路,且通过提供第三中间信号来响应所述第一中间信号;以及
模拟信号组合电路,其耦合到所述第二滤波器电路和所述缩放电路,且通过提供所述滤波模拟信号来响应所述第二和第三中间信号。
5.根据权利要求1所述的设备,其进一步包括第三反馈电路,其耦合在所述DAC电路和所述模拟信号滤波器电路之间,且通过提供第三模拟反馈信号来响应所述模拟信号,其中所述模拟信号滤波器电路包括:
第一滤波器电路,其通过提供中间滤波信号来响应所述合成模拟信号;
模拟信号组合电路,其耦合到所述第一滤波器电路和所述第三反馈电路,且通过提供组合模拟信号来响应所述中间滤波信号和所述第三模拟反馈信号;以及第二滤波器电路,其耦合到所述模拟信号组合电路,且通过提供所述滤波模拟信号来响应所述组合模拟信号。
6.根据权利要求1所述的设备,其中所述第一反馈电路包括信号滤波电路。
7.根据权利要求1所述的设备,其中所述第二反馈电路包括信号缩放电路。
8.根据权利要求7所述的设备,其中所述第二反馈电路进一步包括与所述信号缩放电路串联耦合的信号滤波电路。
9.根据权利要求8所述的设备,其中所述模拟信号滤波器电路包括:
第一滤波器电路,其通过提供第一中间信号来响应所述合成模拟信号;
第二滤波器电路,其耦合到所述第一滤波器电路,且通过提供第二中间信号来响应所述第一滤波的信号;
缩放电路,其耦合到所述第一滤波器电路,且通过提供第三中间信号来响应所述第一中间信号;以及
模拟信号组合电路,其耦合到所述第二滤波器电路和所述缩放电路,且通过提供所述滤波模拟信号来响应所述第二和第三中间信号。
10.根据权利要求8所述的设备,其进一步包括第三反馈电路,其耦合在所述DAC电路和所述模拟信号滤波器电路之间,且通过提供第三模拟反馈信号来响应所述模拟信号,其中所述模拟信号滤波器电路包括:
第一滤波器电路,其通过提供中间滤波信号来响应所述合成模拟信号;
模拟信号组合电路,其耦合到所述第一滤波器电路和所述第三反馈电路,且通过提供组合模拟信号来响应所述中间滤波信号和所述第三模拟反馈信号;以及第二滤波器电路,其耦合到所述模拟信号组合电路,且通过提供所述滤波模拟信号来响应所述组合模拟信号。
11.一种包括Σ-Δ平方差RMS-DC转换器的设备,其包括:
模拟信号乘法器和组合器装置,其用于使模拟输入信号和至少第一和第二模拟反馈信号相乘并组合以提供合成模拟信号,所述合成模拟信号包括与所述模拟输入信号的平方、所述第一模拟反馈信号和所述第二模拟反馈信号的平方间的差对应的至少一个信号分量;
模拟信号滤波器装置,其用于滤波所述合成模拟信号以提供滤波模拟信号;
模数转换器(ADC)装置,其用于将所述滤波模拟信号转换为相关的数字输出信号;
数模转换器(DAC)装置,其用于将所述数字输出信号转换为模拟信号;
第一反馈装置,其用于处理所述模拟信号以提供所述第一模拟反馈信号;以及第二反馈装置,其用于处理所述模拟信号以提供所述第二模拟反馈信号。
12.一种用于执行Σ-Δ平方差RMS-DC转换的方法,其包括:
使模拟输入信号和至少第一和第二模拟反馈信号相乘并组合以提供合成模拟信号,所述合成模拟信号包括与所述模拟输入信号的平方、所述第一模拟反馈信号和所述第二模拟反馈信号的平方间的差对应的至少一个信号分量;
滤波所述合成模拟信号以提供滤波模拟信号;
将所述滤波模拟信号转换为相关的数字输出信号;
将所述数字输出信号转换为模拟信号;
处理所述模拟信号以提供所述第一模拟反馈信号;以及
处理所述模拟信号以提供所述第二模拟反馈信号。
13.一种包括Σ-Δ平方差RMS-DC转换器的设备,其包括:
模拟信号乘法和组合电路,其通过提供合成模拟信号来响应模拟输入信号和第一模拟反馈信号,所述合成模拟信号包括与所述模拟输入信号的平方和所述第一模拟反馈信号的平方间的差对应的至少一个信号分量;
模拟信号滤波和组合电路,其耦合到所述模拟信号乘法和组合电路,且通过提供前馈信号来响应所述合成模拟信号和至少第二模拟反馈信号;
模数转换(ADC)电路,其耦合到所述模拟信号滤波和组合电路,且通过提供相关数字输出信号来响应所述前馈信号;
反馈电路,其包括数模转换(DAC)电路,其耦合到所述ADC电路,所述模拟信号乘法和组合电路和所述模拟信号组合电路,且通过提供所述第一模拟反馈信号和所述至少第二模拟反馈信号来响应所述数字输出信号。
14.根据权利要求13所述的设备,其中:
所述模拟信号滤波和组合电路包括:
前向信号滤波电路,其通过提供滤波模拟信号来响应所述合成模拟信号,以及模拟信号组合电路,其耦合到所述模拟信号滤波电路,且通过提供组合模拟信号作为所述前馈信号来响应所述滤波模拟信号和所述第二模拟反馈信号;以及所述反馈电路包括:
所述DAC电路,其通过提供模拟信号来响应所述数字输出信号,
反馈信号滤波电路,其耦合到所述DAC电路,且通过提供滤波模拟信号作为所述第一模拟反馈信号来响应所述模拟信号,以及
反馈信号缩放电路,其耦合到所述反馈信号滤波电路,且通过
提供所述第二模拟反馈信号来响应所述第一模拟反馈信号。
15.根据权利要求13所述的设备,其中所述至少第二模拟反馈信号包括至少第二和第三模拟反馈信号,且所述反馈电路包括:
所述DAC电路,其通过提供模拟信号来响应所述数字输出信号;
反馈信号滤波电路,其耦合到所述DAC电路,且通过提供多个连续滤波模拟信号来响应所述模拟信号,其中所述连续滤波模拟信号中的一个被提供为所述第一模拟反馈信号;
以及
反馈信号缩放电路,其耦合到所述反馈信号滤波电路,且通过提供所述至少第二和第三模拟反馈信号来响应至少部分所述多个连续滤波模拟信号。
16.根据权利要求15所述的设备,其中:
所述模拟信号滤波和组合电路的第一部分包括第一模拟信号滤波器电路,其通过提供第一滤波模拟信号来响应所述合成模拟信号;
所述模拟信号滤波和组合电路的第二部分包括第一模拟信号组合电路,其耦合到所述第一模拟信号滤波器电路,且通过提供第一组合模拟信号来响应所述第一滤波模拟信号和所述至少第二模拟反馈信号;
所述模拟信号滤波和组合电路的第三部分包括第二模拟信号滤波器电路,其耦合到所述第一模拟信号组合电路,且通过提供第二滤波模拟信号来响应所述第一组合模拟信号;
所述模拟信号滤波和组合电路的第四部分包括前向信号缩放电路,其耦合到所述第一模拟信号组合电路,且通过提供前向缩放信号来响应所述第一组合模拟信号;以及所述模拟信号滤波和组合电路的第五部分包括第二模拟信号组合电路,其耦合到所述第二模拟信号滤波器电路和所述前向信号缩放电路,且通过提供第二组合模拟信号作为所述前馈信号来响应所述第二滤波模拟信号和所述前向缩放信号。
17.根据权利要求13所述的设备,其中:
所述至少第二模拟反馈信号包括多个模拟反馈信号;
所述反馈电路包括:
所述DAC电路,其通过提供所述第一模拟反馈信号来响应所述数字输出信号,以及反馈信号缩放电路,其耦合到所述DAC电路,且通过提供所述多个模拟反馈信号来响应所述第一模拟反馈信号;以及
所述模拟信号滤波和组合电路包括多个模拟信号滤波器电路和多个模拟信号组合电路,其以交替的方式相互耦合,且通过连续滤波上游信号并组合已滤波的上游信号的相应一个和所述多个模拟反馈信号的相应一个来提供所述前馈信号,从而响应所述合成模拟信号和所述多个模拟反馈信号。
18.根据权利要求13所述的设备,其中:
所述至少第二模拟反馈信号包括第二、第三和第四模拟反馈信号;
所述反馈电路包括:
所述DAC电路,其通过提供模拟信号来响应所述数字输出信号,
反馈信号滤波电路,其耦合到所述DAC电路,且通过提供已滤波的模拟信号作为所述第一模拟反馈信号来响应所述模拟信号,
第一反馈信号缩放电路,其耦合到所述DAC电路,且通过提供所述第二模拟反馈信号来响应所述模拟信号,
第二反馈信号缩放电路,其耦合到所述反馈信号滤波电路,且通过提供所述第三模拟反馈信号来响应所述第一模拟反馈信号,以及
第三反馈信号缩放电路,其耦合到所述反馈信号滤波电路,且通过提供所述第四模拟反馈信号来响应所述第一模拟反馈信号;
所述模拟信号滤波和组合电路的第一部分包括第一模拟信号滤波器电路,其通过提供第一滤波模拟信号来响应所述合成模拟信号;
所述模拟信号滤波和组合电路的第二部分包括第一模拟信号组合电路,其耦合到所述第一模拟信号滤波器电路,且通过提供第一组合模拟信号来响应所述第一滤波模拟信号和所述第二和第三模拟反馈信号;
所述模拟信号滤波和组合电路的第三部分包括第二模拟信号滤波器电路,其耦合到所述第一模拟信号组合电路,且通过提供第二滤波模拟信号来响应所述第一组合模拟信号;
以及
所述模拟信号滤波和组合电路的第四部分包括第二模拟信号组合电路,其耦合到所述第二模拟信号滤波器电路,且通过提供第二组合模拟信号作为所述前馈信号来响应所述第二滤波模拟信号和所述第四模拟反馈信号。
19.一种包括Σ-Δ平方差RMS-DC转换器的设备,其包括:
模拟信号乘法器和组合器装置,其用于使模拟输入信号和第一模拟反馈信号相乘并组合以提供合成模拟信号,所述合成模拟信号包括与所述模拟输入信号的平方和所述第一模拟反馈信号的平方间的差对应的至少一个信号分量;
模拟信号滤波器和组合器装置,其用于滤波和组合所述合成模拟信号和至少第二模拟反馈信号以提供前馈信号;
模数转换器(ADC)装置,其用于将所述前馈信号转换为相关的数字输出信号;以及反馈装置,其包括数模转换器(DAC)装置,用于将所述数字输出信号转换为所述第一模拟反馈信号和所述至少第二模拟反馈信号。
20.一种用于执行Σ-Δ平方差RMS-DC转换的方法,其包括:
使模拟输入信号和第一模拟反馈信号相乘并组合以提供合成模拟信号,所述合成模拟信号包括与所述模拟输入信号的平方和所述第一模拟反馈信号的平方间的差对应的至少一个信号分量;
滤波并组合所述合成模拟信号和至少第二模拟反馈信号,以提供前馈信号;
将所述前馈信号转换为相关的数字输出信号;以及
将所述数字输出信号转换为所述第一模拟反馈信号和所述至少第二模拟反馈信号。

说明书全文

具有多个反馈路径的Σ-Δ平方差RMS-DC转换器

技术领域

[0001] 本发明涉及Σ-Δ调制器,且具体地,涉及用于转换均方根(RMS)信号值为直流(DC)信号的Σ-Δ调制器。

背景技术

[0002] 数字RMS-DC转换器是生成数字编码输出信号电子电路,其平均值(DC电平)与输入信号的均方根值(功率的平方根)成比例。RMS-DC转换器用在各种应用中,如测试和测量,及通信,其是在信号强度是重要的情况下的测量。这种装置的具体属性为,其对波峰因数变化的反应不敏感。这对于转换器输入信号可实现多种不同格式(调制参数,变量编码等)的情况下的应用特别重要。在移动通信设备(例如,蜂窝电话和基站)的情况中,通过天线发送的功率电平需要被精确地测量。
[0003] 图1中的框图示出电话听筒的后端部分。天线连接到双工器,即,使要发送到天线的信号改向或使从天线接收的信号改向至接收器电路(Rx)的开关。提供要发送的RF信号的功率放大器(PA)通过耦合器被连接到天线。耦合器提供/馈入固定部分(大约10%)的发射功率到数字功率检测器。检测器向数字控制提供发射功率的数字编码估计。基于从这个检测器获得的测量结果,控制可变增益放大器(VGA)以获得所需发射功率电平。可选地,为增加PA效率,检测器输出可直接用于控制PA的电源可调DC-DC转换器统一体(SUPA)。
[0004] 多年以来,几种模拟RF功率检测器得到应用。这些检测器从单二极管变化到具有更高精度温度稳定性的复杂系统。
[0005] ΣΔ调制器可组合平方差RMS-DC转换器,产生具有固有数字输出的RMS-DC转换器。这种混合信号系统的名称为“ΣΔ平方差RMS-DC转换器”,且在美国专利No.7545302和7545303中被描述。在该结构中,测量的RF输入的RMS电平被编码为调制器数字输出位流y[k]的DC电平。ΣΔ平方差RMS-DC转换器可基于图2A中描述的前馈和反馈平方操作,或围绕如图2B中描述的前向路径乘法器实施。
[0006] ΣΔRMS-DC转换器的大信号运算类似于其模拟对应物的运算。在图2A和2B中,2 2
错误信号e(t)与输入信号的平方x(t)和反馈信号的平方y(t)间的差成比例。反馈信号y(t)=yDC+q(t)是数字输出y[k]的模拟版本,其中yDC是调制器输出的DC电平,且q(t)是积分器输出u(t)的内部模数转换过程中增加的量化误差。基于y(t)、x(t)和u(t)间的关系,可计算ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态转换:
[0007]
[0008]
[0009] 其中A是实际积分器DC增益,表达式(1A)基于图2A获得且表达式(1B)基于图2B获得。当A趋于无穷大,(1A)和(1B)变为:
[0010]
[0011]
[0012] 图2A和2B中描述的ΣΔRMS-DC转换器的稳态DC解非常类似于为模拟RMS-DC转2
换器获得的解。主要区别是引起量化误差均方值qRMS 的附加项。该项起因于包含在DC的测量的输入RMS电平和在高频率的附加量化误差的反馈位流被进行平方运算的事实。实际
2
上,qRMS 的值影响小输入功率电平的规律一致性误差并定义参考输入的动态范围的下限。
2 2
当qRMS>xRMS 时,表达式(2A)和(2B)不再有效,且积分器的输出u(t)削减到负电源电压
[0013] 反馈路径中添加的滤波器在平方运算前允许量化误差均方值的有效减小。该技术在单位(M=1)内部量化的情况下是特别有用的。在反馈路径中使用滤波的ΣΔRMS-DC转换器在图3A和3B中被描述。
[0014] 基于图3A和3B,可再次计算(A→∞)ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递:
[0015]
[0016]
[0017] 其中,qf(t)=yf(t)-yDC是滤波后的量化噪声误差。因为滤波后的量化误差的均方值更小( ,所以数字检测器的输出动态范围被扩大。但是,在反馈路径中添加滤波器可影响ΣΔRMS-DC转换器的稳定性。为分析转换器的闭环稳定性,必须定义和非线性反馈和前馈平方运算相关的依赖信号的AC增益k。当ΣΔ平方差调制器用两个平方单元(squaring cell)实施时,如图2A和3A所示,k由下式给出(Kx=Ky):
[0018]
[0019] 当ΣΔ平方差调制器用前向路径乘法器实施时,如图2B和3B所示,k由下式给出(βx=βy):
[0020]
[0021] 当选择的反馈滤波器是具有-20*N dB/dec衰减的N阶低通滤波器(LPF)时,在图3A和3B中示出的ΣΔRMS-DC转换器结构中滤波后的量化误差qf(t)的均方值被最小化。
图4示出对于这种情况的AC线性化模型。
[0022] 基于图4,依赖信号的反馈环路滤波器Ll(s)可表达为:
[0023]
[0024] 因为(5)包含N+1个极点和无零点,所以图3A和3B中示出的结构的反馈路径中LPF(任何N阶)的选择往往产生不稳定的ΣΔRMS-DC转换器。为了实现稳定的ΣΔRMS-DC转换器,应该用如图5中所描述的N个高频零点来补偿N阶反馈LPF。
[0025] 基于图5,依赖信号的反馈环路滤波器Ll(s)可再次表达为:
[0026]
[0027] 因为(6)包含N+1个极点和N个零点,所以当反馈滤波器包含N个极点和零点时,基于图3A和3B所示的结构可设计和实现稳定的ΣΔRMS-DC转换器。闭环系统的稳定性的代价为滤波后的量化噪声qf(t)的获得的均方值的增大。这种情况出现是因为极-零点滤波器-20*NdB/dec衰减滚降只在低于系统采样频率的一半(fs/2)的有限频率范围内发生。

发明内容

[0028] 本发明公开了使用多反馈路径的ΣΔ平方差RMS到数字转换器的结构。额外的反馈路径使能在不同拓补结构中的稳定的ΣΔ闭环行为,其中平方非线性处理的量化误差的RMS电平被最小化。这种反馈路径包括低通滤波且恒定增益反馈路径,低通和高通滤波路径或多个低通滤波路径。这些可在前向路径中与多个积分器组合,具有由另外前馈或反馈路径提供的频率补偿。电子可配置性可进一步扩大这种结构的总参考输入的(input referred)动态范围(DR)。
[0029] 根据一个示例实施例,Σ-Δ平方差RMS-DC转换器包括:模拟信号乘法和组合电路,其通过提供合成模拟信号来响应模拟输入信号和至少第一和第二模拟反馈信号,合成模拟信号包括对应模拟输入信号的平方,第一模拟反馈信号和第二模拟反馈信号的平方间的差的至少一个信号分量;模拟信号滤波器电路,其耦合到模拟信号乘法和组合电路,且通过提供滤波的模拟信号来响应合成模拟信号;模数转换(ADC)电路,其耦合到模拟信号滤波器电路,且通过提供相关的数字输出信号来响应滤波的模拟信号;
[0030] 数模转换(DAC)电路,其耦合到ADC电路,且通过提供模拟信号来响应数字输出信号;第一反馈电路,其耦合在DAC电路和模拟信号乘法和组合电路间,且通过提供第一模拟反馈信号来响应模拟信号;以及第二反馈电路,其耦合在DAC电路和模拟信号乘法和组合电路间,且通过提供第二模拟反馈信号来响应模拟信号;
[0031] 根据另一个实施例,Σ-Δ平方差RMS-DC转换器包括:模拟信号乘法器和组合器装置,其用于使模拟输入信号和至少第一和第二模拟反馈信号相乘并组合以提供合成模拟信号,合成模拟信号包括对应于模拟输入信号的平方与第一模拟反馈信号和第二模拟反馈信号的平方间的差的至少一个信号分量;模拟信号滤波器装置,其用于滤波合成模拟信号以提供滤波的模拟信号;模数转换器(ADC)装置,其用于将滤波的模拟信号转换为相关的数字输出信号;数模转换器(DAC)装置,其用于将数字输出信号转换为模拟信号;第一反馈装置,其用于处理模拟信号,以提供第一模拟反馈信号;以及第二反馈装置,其用于处理模拟信号,以提供第二模拟反馈信号。
[0032] 根据另一个实施例,用于执行Σ-Δ平方差RMS-DC转换的方法包括:使模拟输入信号和至少第一和第二模拟反馈信号相乘并组合以提供合成模拟信号,合成模拟信号包括对应于模拟输入信号的平方与第一模拟反馈信号和第二模拟反馈信号的平方间的差的至少一个信号分量;滤波合成模拟信号以提供滤波的模拟信号;将滤波的模拟信号转换为相关的数字输出信号;将数字输出信号转换为模拟信号;处理模拟信号以提供第一模拟反馈信号;以及处理模拟信号以提供第二模拟反馈信号。
[0033] 根据另一个实施例,Σ-Δ平方差RMS-DC转换器包括:模拟信号乘法和组合电路,其通过提供合成模拟信号来响应模拟输入信号和第一模拟反馈信号,合成模拟信号包括对应于模拟输入信号的平方和第一模拟反馈信号的平方间的差的至少一个信号分量;模拟信号滤波和组合电路,其耦合到模拟信号乘法和组合电路,且通过提供前馈信号来响应合成模拟信号和至少第二模拟反馈信号;模数转换(ADC)电路,其耦合到模拟信号滤波和组合电路,且通过提供相关数字输出信号来响应前馈信号;反馈电路,其包括数模转换(DAC)电路,其耦合在ADC电路、模拟信号乘法和组合电路和模拟信号组合电路之间,且通过提供第一模拟反馈信号和至少第二模拟反馈信号来响应数字输出信号;
[0034] 根据另一个实施例,Σ-Δ平方差RMS-DC转换器包括:模拟信号乘法器和组合器装置,其用于使模拟输入信号和第一模拟反馈信号相乘并组合以提供合成模拟信号,合成模拟信号包括对应于模拟输入信号的平方和第一模拟反馈信号的平方间的差的至少一个信号分量;模拟信号滤波器和组合器装置,其用于使合成模拟信号和至少第二模拟反馈信号滤波并组合以提供前馈信号;模数转换器(ADC)装置,其用于将前馈信号转换为相关的数字输出信号;以及反馈装置,包括数模转换器(DAC)装置,其用于将数字输出信号转换为第一模拟反馈信号和至少第二模拟反馈信号。
[0035] 根据另一个实施例,用于执行Σ-Δ平方差RMS-DC转换的方法包括:使模拟输入信号和第一模拟反馈信号相乘并组合以提供合成模拟信号,合成模拟信号包括对应于模拟输入信号的平方和第一模拟反馈信号的平方间的差的至少一个信号分量;滤波并组合合成模拟信号和至少第二模拟反馈信号,以提供前馈信号;将前馈信号转换为相关的数字输出信号;以及将数字输出信号转换为第一模拟反馈信号和至少第二模拟反馈信号。附图说明
[0036] 图1描述了数字RF功率检测器的典型应用示图。
[0037] 图2A描述了使用两个平方电路的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0038] 图2B描述了基于前向路径乘法器的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0039] 图3A描述了使用两个平方电路和在反馈路径中滤波的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0040] 图3B描述了基于前向路径乘法器和在反馈路径中滤波的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0041] 图4描述了在反馈路径中具有N阶LPF的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0042] 图5描述了在反馈路径中具有N阶极-零点滤波器的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0043] 图6描述了图7A/7B中所示结构的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0044] 图7A描述了使用两个平方电路的具有附加恒定反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0045] 图7B描述了基于前向路径乘法器的具有附加恒定反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0046] 图8描述了对于1阶LPF,Kc=Ky/50=βy2Km/50和Pin=0dBm或-30dBm的图7A/7B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟输出频谱
[0047] 图9描述了对于1阶LPF和Kc=Ky/50=βy2Km/50的图7A/7B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟传输曲线/传递曲线和规律一致性误差。
[0048] 图10A描述了使用两个平方电路的具有低通和高通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0049] 图10B描述了基于前向路径乘法器的具有低通和高通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0050] 图11描述了针对1阶LPF/HPF( )和Kq=Ky/50=βy2Km/50的图10A/10B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟传输曲线和规律一致性误差。
[0051] 图12描述了针对1阶LPF/HPF( )和Kq=Ky/50=βy2Km/50的图10A/10B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟传输曲线和规律一致性误差。
[0052] 图13描述了具有1阶LPF和HPF( )的图10A/10B中所示的结构的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0053] 图14描述了对于1阶LPF/HPF( ),Kq=Ky/50=βy2Km/50和Pin=0dBm或-30dBm的图10A/10B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟输出频谱。
[0054] 图15描述了具有N阶LPF和HPF( )的图10A/10B中所示的结构的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0055] 图16描述了具有N阶LPF和HPF( )的图10A/10B中所示的结构的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0056] 图17描述了图21A/21B中所示的结构的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0057] 图18描述了对于1阶LPF,KL=16Ky=16βy2Km和Pin=0dBm或-30dBm的图21A/21B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟输出频谱。
[0058] 图19描述了对于1阶LPF,KL=4Ky=4βy2Km和Pin=0dBm或-30dBm的图21A/21B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟输出频谱。
[0059] 图20描述了对于1阶LPF,KL=Ky=βy2Km和Pin=0dBm或-30dBm的图21A/21B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟输出频谱。
[0060] 图21A描述了使用两个平方电路的具有低通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0061] 图21B描述了基于前向路径乘法器的具有低通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0062] 图22描述了对于1阶LPF,KL=4Ky或16Ky的图21A/21B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟传输曲线和规律一致性误差。
[0063] 图23描述了对于KL=4Ky且A=100dB,80dB或60dB的图21A/21B中所示的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟传输曲线和规律一致性误差。
[0064] 图24描述了具有多个低通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0065] 图25A描述了利用两个平方电路的具有多个低通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0066] 图25B描述了基于前向路径乘法器的具有多个低通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0067] 图26A描述了利用两个平方电路的具有两个积分器(前馈补偿)和,低通和高通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0068] 图26B描述了基于前向路径乘法器的具有两个积分器(前馈补偿)和,低通和高通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0069] 图27描述了具有L个积分器(前馈补偿)和N阶反馈LPF/HPF的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0070] 图28A描述了使用两个平方电路的具有两个积分器(前馈补偿)和低通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0071] 图28B描述了基于前向路径乘法器的具有两个积分器(前馈补偿)和低通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0072] 图29描述了具有L个积分器(前馈补偿)和N阶反馈LPF的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0073] 图30A描述了使用两个平方电路的具有L个积分器(前馈补偿)的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0074] 图30B描述了基于前向路径乘法器的具有L个积分器(前馈补偿)的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0075] 图31A描述了使用平方电路的两个具有两个积分器(前馈补偿)和,低通和高通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0076] 图31B描述了基于前向路径乘法器的具有两个积分器(前馈补偿)和,低通和高通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0077] 图32描述了具有L个积分器(前馈补偿)和N阶反馈LPF/HPF的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0078] 图33A描述了使用两个平方电路的具有两个积分器(前馈补偿)和低通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0079] 图33B描述了基于前向路径乘法器的具有两个积分器(前馈补偿)和低通滤波反馈路径的ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0080] 图34描述了具有N个积分器(前馈补偿)和N阶反馈LPF的ΣΔ平方差RMS-DC转换器小信号线性模型。
[0081] 图35描述了使用两个平方电路的具有两个积分器(前馈补偿)和低通滤波反馈路径的可配置ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0082] 图36描述了基于前向路径乘法器的具有两个积分器(前馈补偿)和,低通和高通滤波反馈路径的可配置ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0083] 图37描述了可配置ΣΔ平方差RMS-DC转换器。
[0084] 图38描述了图21A/21B中所示的ΣΔ平方差RMS-DC转换器结构的可能电子实施。

具体实施方式

[0085] 下面讨论的是具有多条用于提供多个处理(例如,滤波、缩放、或滤波和缩放)后的反馈信号的反馈路径的示例ΣΔ平方差RMS-DC转换器的几个结构。添加额外的反馈路径允许设计稳定的ΣΔRMS到数字转换器,其中馈入非线性平方运算的主反馈路径包括具有针对远远超出系统采样频率(fs)的频率的-20*N dB/dec滚降衰减的N阶LPF。下面描述的是具有低通滤波且恒定增益反馈路径的ΣΔRMS-DC转换器。下面也描述了具有低通和高通滤波反馈路径的ΣΔRMS-DC转换器。下面也描述了具有多个低通滤波反馈路径的ΣΔRMS-DC转换器。下面也描述了这些技术怎样与多个分别通过额外前馈和反馈路径稳定的积分器组合。可配置性的概念被应用到所有先前所描述的结构,在下面也得到了描述。
[0086] 稳定在图4中所描述的ΣΔRMS-DC转换器结构,而不损害/折中如图5中的高频量化误差衰减的最简单方法为,添加具有,例如由具有恒定增益Kc的放大器提供的信号缩放的第二反馈路径。这种情况在图6中被描述,其中通用N阶LPF与连接到非线性平方运算(由线性化的AC-增益k表示)的反馈路径串联
[0087] 基于图6,依赖信号的反馈环路滤波器L1(s)可表达为:
[0088]
[0089] 产生的传递函数包括N+1个极点和N个零点,且其可设计为对于一定范围内的输入功率电平(k∝xRMS)有条件地稳定。滤波器阶数N越高,设计高输入功率电平(k→∞)的稳定环路滤波器变得越难:
[0090]
[0091] 在很小输入功率电平(k→0)的情况下,L1(s)成为始终稳定的1阶滤波器:
[0092]
[0093] 图7A和7B示出基于图6中线性化的闭环系统的ΣΔ平方差RMS-DC转换器的主要可能的实施。当使用两个独立反馈DAC和/或在数字域中实施LPF时,可获得等效实施。LPF传递函数,在以上计算中描述为N阶二项式,可用任何不同的系数组(例如,Butterworth,Chebyshev等)实施。
[0094] 当在反馈路径中使用1阶LPF且Vre(f ADC/DAC参考电压)设为1.6V时,图7A/7B中描述的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟输出频谱在图8中示出。对于Pin=0dBm,调制器输出是稳定的且量化噪声呈现出如(7)所预测的2阶滚降(40dB/dec)。对于Pin=-30dBm,量化噪声呈现出如(9)所预测的1阶滚降(20dB/dec)。
[0095] 基于y(t),x(t)和u(t)间的关系,图7A和7B中所示的ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递可被计算:
[0096] 和(10A)
[0097]
[0098] 其中A为实际积分器DC增益,qlp(t)=ylp(t)-yDC为低通滤波的量化噪声误差,表达式(10A)是基于图7A获得的且表达式(10B)是基于图7B获得的。当A趋于无穷大,(10A)和(10B)变为:
[0099]
[0100]
[0101] 图7A和7B中描述的ΣΔRMS-DC转换器的稳态DC解呈现两个主要特性。第一,已平方量化误差的RMS电平被反馈LPF减小 第二,与Kc成比例的不良系统2
误差被添加到转换器的DC传输特性。当反馈路径中使用1阶LPF并且Kc=Ky/50=βyKm/50时,这些ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟传输曲线/传递曲线和规律一致性误差在图9中示出。
[0102] 图7A和7B中示出的ΣΔRMS-DC转换器结构的主要缺点为在转换器的输出中存在与Kc成比例的系统误差。如果高通滤波器(HPF)与附加反馈路径串联,可解决这个问题。图10A和10B示出基于这个概念的主要可能的实施。当使用两个独立反馈DAC和/或在数字域中实施LPF和HPF时,可获得等效实施。
[0103] 基于y(t)、x(t)和u(t)间的关系,图10A和10B中描述的ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递可被计算(A→∞):
[0104]
[0105]
[0106] 其中qlp(t)=ylp(t)-yDC为低通滤波的量化噪声误差,表达式(12A)是基于图10A获得的且表达式(12B)是基于图10B获得的。已平方的量化误差的RMS电平再次被反馈LPF减小。然而在这种情况下,因为附加反馈路径可被认为对于DC信号是“开放”的,所以没有与恒定增益Kq成比例的系统误差被添加到转换器的DC传输特性。当反馈路径中使用1阶2
LPF/HPF并且Kq=Ky/50=βyKm/50时,这些ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟传输曲线和规律一致性误差在图11中示出。在该模拟中,反馈LPF和HPF都具有相同截止频率(fcHPF=fcLPF)。
与图9相比,有可能注意规律一致性误差如何通过添加反馈HPF被最小化。
[0107] 图11也示出当在单一反馈路径(图5)中使用1阶极-零点滤波器时,图3A/3B中示出的结构的规律一致性误差(虚曲线,右图)。因为额外的量化噪声滤波参考输入的DR被极大地扩大。然而在低功率电平和低Vref值,残余系统误差限制这种改进。该残余系统误差没有被表达式(12A)和(12B)预测,但其可通过增大HPF截止频率(fcHPF)被减小。当通过高频反馈路径的低频衰减增加时,该残余DC误差减小。图12示出了在fcHPF=5fcLPF的情况下的模拟传输曲线和规律一致性误差。对于Vref=0.1V,输出DR在图12中更大(相比图11),因为残余系统误差减小。
[0108] 在1阶反馈LPF和HPF(fcHPF=fcLPF)的情况下,该ΣΔRMS-DC转换器结构的小信号AC模型在图13中示出。
[0109] 基于图13,依赖信号的反馈环路滤波器L1(s)可表达为:
[0110]
[0111] 产生的传递函数包括2个极点和1个零点,且其可设计为对于一定范围内的输入功率电平(k∝xRMS)有条件稳定。当非线性小信号增益K的平方等于恒定增益Kq时,L(1 s)变为稳定1阶环路滤波器:
[0112]
[0113] 当输入功率电平很高(k→∞)时,Ll(s)变为不稳定的2阶环路滤波器:
[0114]
[0115] 在很小输入功率电平(k→0)的情况下,Ll(s)为具有有限DC增益的稳定1阶环路滤波器:
[0116]
[0117] 当在反馈路径中使用1阶LPF/HPF(图13)时,图10A/10B中描述的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟输出频谱在图14中示出。对于Pin=0dBm,调制器输出是稳定的且量化噪声呈现出如(13)所预测的2阶滚降(40dB/dec)。对于Pin=-30dBm,量化噪声呈现出如(16)所预测的1阶滚降(20dB/dec)。
[0118] 可关于反馈滤波的阶数概括图10A/10B中描述的ΣΔRMS-DC转换器结构。对于N阶反馈LPF和HPF(fcHPF=fcLPF)的情况,图15中示出了在这种情况下的小信号AC模型。
[0119] 基于图15,依赖信号的反馈环路滤波器Ll(s)可表达为:
[0120]
[0121] 然而在这种情况下(图15),因为当k→Kq时,Ll(s)没有收敛到1阶环路滤波器,设计具有足够大从而可行的DR的有条件稳定的(N+1)阶ΣΔRMS-DC转换器更加困难。一种替代方法,其中Ll(s)是对于k=Kq的1阶环路滤波器,在图16中被描述。
[0122] 基于图16,依赖信号的反馈环路滤波器Ll(s)可表达为:
[0123]
[0124] 当输入功率电平很高(k→∞)时,Ll(s)变为不稳定的(N+1)阶环路滤波器:
[0125]
[0126] 当非线性小信号增益K的平方等于恒定增益Kq时,L1(s)为如(14)中始终稳定的1阶环路滤波器:
[0127]
[0128] 在很小输入功率电平(k→0)的情况下,当反馈滤波器时间常数τp足够大时,L1(s)趋近于1阶环路滤波器:
[0129]
[0130] 当k≤Kq时,产生的环路滤波器传递函数L(1 s)收敛到1阶环路滤波器。因此,闭环系统可设计为对于一定范围内的输入功率电平(k∝xRMS)有条件稳定。LPF/HPF传递函数,在以上计算中描述为N阶二项式,可用任何不同的系数组(例如,Butterworth,Chebyshev等)实施。为减小残余系统误差,LPF和HPF可以以不太稳定的闭环行为为代价,具有不同的截止频率(fcHPF≠fcLPF)。
[0131] 图10A和10B中示出的ΣΔRMS-DC转换器结构需要LPF和HPF以获得大的输入参考DR。如果附加反馈路径连接在环路滤波器积分器之后,可用单一LPF获得类似结果。对于1阶LPF,示出该情况的小信号AC模型在图17中被描述。
[0132] 图17中的小信号模型可容易从图13(fcHPF=fcLPF)中小信号模型获得。基于图17,依赖信号的反馈环路滤波器L1(s)可表达为:
[0133]
[0134] 其中KL=Kqωlτp。产生的传递函数包括2个极点和1个零点,且其可设计为对于一定范围内的输入功率电平(k∝xRMS)有条件稳定。当输入功率电平很高(k→∞)时,Ll(s)变为不稳定的2阶环路滤波器:
[0135]
[0136] 当非线性小信号增益k的平方等于KL/(ωlτp)时,Ll(s)为稳定的1阶环路滤波器:
[0137]
[0138] 在很小输入功率电平(k→0)的情况下,L1(s)成为稳定的具有有限DC增益的1阶环路滤波器:
[0139]
[0140] 当在反馈路径中使用1阶LPF时,图17(也在图21A/21B中)中示出的ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟输出频谱在图18、19和20中示出。对于图18所示的模拟结果,KL=16Ky和L1(s)为如(24)和(25)预测的针对输入功率电平整体范围的1阶环路滤波器(20dB/dec滚降)。然而,如在对于Pin=0dBm的图中可看出,测量的RMS电压(DC电平)低于-10dB,且因此规律一致性误差很大(也参考图22)。
[0141] 图19示出了用KL=4Ky获得的模拟结果。对于Pin=0dBm,调制器输出是稳定的且量化噪声呈现出如(22)所预测的2阶滚降(40dB/dec)。在这种情况下,输出DC电平为0dB且因此规律一致性误差很小(也参考图22)。对于Pin=-30dBm,量化噪声呈现出如(25)所预测的1阶滚降(20dB/dec)。
[0142] 对于图20中所示的模拟结果,KL=Ky和L1(s)为如(22)和(23)预测的针对输入功率电平整体范围的2阶环路滤波器(40dB/dec滚降)。然而,如在对于Pin=0dBm的图中可看出,ΣΔRMS-DC转换器趋近不稳定行为。
[0143] 参数KL,图17和21A/21B中的恒定反馈路径的增益因子,控制DC精度和稳定性之间的权衡。对于KL>>Ky,闭环系统非常稳定,但对于高输入功率电平,规律一致性误差降低。对于KL→Ky,闭环系统更接近不稳定,但对于高输入功率电平,规律一致性误差很小。
[0144] 图21A和21B示出基于图17中线性化的闭环系统的ΣΔ平方差RMS-DC转换器的主要可能的实施。当使用两个独立组的反馈DAC/LPF和/或在数字域中实施LPF时,可获得等效实施。
[0145] 基于y(t)、x(t)和u(t)间的关系,可计算图21A/21B中ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递:
[0146]
[0147]
[0148] 其中A为实际积分器DC增益,qlp(t)=ylp(t)-yDC为低通滤波的量化噪声误差,表达式(26A)是基于图21A获得的且表达式(26B)是基于图21B获得的。量化误差平方的RMS电平再次被反馈LPF减小。然而在这种情况下,因为附加反馈路径可被认为对于DC信2
号是“短”的,与比值KL/AKy=KL/AKmβy 成比例的系统误差被添加到转换器DC传输特性。对于KL/Ky=4和KL/Ky=16,针对该ΣΔRMS-DC转换器结构的模拟传输曲线和规律一致性误差在图22中示出。在第一个情况中,相比图,输出DR被极大地扩大。然而在第二个情况中,在低功率电平和低Vref值,这种改进被与KL/Ky成比例的系统误差减小。对于KL/Ky=16,最大可检测输入功率电平也被减小。
[0149] 图18、19、20和22中呈现的所有模拟结果都是用理想积分器模型(A=∞)获得的。然而,表达式(26A)和(26B)中的残余DC误差与积分器实际有限DC增益A成反比。图23示出对于KL/Ky=4且A=100dB、80dB或60dB的模拟传输曲线和规律一致性误差。
[0150] 如表达式(26A)和(26B)所预测的,对于A→∞,输出DR最大化。对于低的A值,系统DC分量,而不是量化误差均方值,是规律一致性误差图中的主要误差源。
[0151] 可概括图17、21A和21B中描述的ΣΔRMS-DC转换器结构,以使多个反馈路径和低频路径中的N阶低通滤波连接到平方非线性。示出这种情况的小信号AC模型在图24中被描述。
[0152] 当系数KLi等于Kqωlτp时,图24中结构的反馈环路滤波器传递函数L1(s)和用图16中的结构获得的一样。在这种情况下,因为当k≤KLi/ωlτp且τp足够大时,产生的环路滤波器传递函数L1(s)收敛到1阶环路滤波器,所以表达式(18)到(21)对于具有多个低通滤波的反馈路径的结构是同样有效的。因此,闭环系统可设计为对于一定范围内的输入功率电平(k∝xRMS)有条件稳定。
[0153] 图25A和25B示出基于图24中线性化的闭环系统的ΣΔ平方差RMS-DC转换器的主要可能的实施。当使用多个独立反馈DAC/LPF组和/或在数字域中实施LPF时,可获得等效实施。
[0154] 基于y(t)、x(t)和u(t)间的关系,可计算图25A/25B中ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递:
[0155]
[0156]
[0157] 其中A为实际积分器DC增益,KL=Kq/ωlτp,qlp(t)=ylp(t)-yDC为N阶低通滤波的量化噪声误差,表达式(27A)是基于图25A获得的且表达式(27B)是基于图25B获得的。为概括的结构所获得的DC解非常类似于使用单一1阶LPF的情况(图21A/21B),但是具有两个主要区别。第一,量化误差的均方值被N阶LPF衰减。第二,与比值NKL/AKy=NKL/AKmβy2成比例的残余系统误差被添加到转换器DC传输特性。因此,在量化误差均方值的减小和残余系统误差的增加间存在权衡。
[0158] 以上描述的所有结构都可用多个积分器实施。然而在这个情况下,ΣΔRMS-DC转换器的前向路径也需要用高频零点来稳定。这里描述了几种结构,其中用多个前向路径实施频率补偿。
[0159] 前馈补偿环路滤波器可组合低通和高通滤波反馈路径,或低通滤波的且恒定增益反馈路径。图26A和26B示出基于这种概念的主要可能的实施。当使用两个以上积分器,高通滤波反馈路径由恒定增益(Kc)代替,使用两个独立反馈DAC和/或在数字域中实施LPF和HPF时,可获得等效实施。
[0160] 基于y(t)、x(t)和u(t)间的关系,可计算图26A/26B中ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递:
[0161]
[0162]
[0163] AFF=A1(a1+a2A2) (29)其中AFF为用前馈路径稳定的积分器的组合DC增益,A1为第一积分器的实际DC增益,A2为第二积分器的实际DC增益,ai为前馈系数,qlp(t)=ylp(t)-yDC为低通滤波的量化噪声误差,表达式(28A)是基于图26A获得的且表达式(28B)是基于图26B获得的。在前馈路径中使用多个积分器的主要优点是,增大表达式(28A)/(28B)中系统分量的衰减。
[0164] 图27示出针对图26A/26B中描述的结构的概括的AC小信号模型。具有L个积分器和N阶反馈LPF/HPF的这个闭环系统的特征在于(L+N)阶噪声整形。
[0165] 基于图27,依赖信号的反馈环路滤波器Ll(s)可再次表达为:
[0166]
[0167] 当k≤Kq时,产生的环路滤波器传递函数L(1 s)收敛到L阶稳定环路滤波器。因此,闭环系统可设计为对于一定范围内的输入功率电平(k∝xRMS)有条件稳定。LPF/HPF传递函数,在图27中描述为N阶二项式,可用任何不同的系数组(例如,Butterworth,Chebyshev等),和以不太稳定的闭环行为为代价用不同的截止频率(fcHPF≠fcLPF)实施。
[0168] 前馈补偿环路滤波器可与多个低通滤波反馈路径组合。图28A和28B示出基于这种概念的主要可能的实施。当使用两个以上积分器,使用两个以上LPF,使用多个反馈DAC和/或在数字域中实施LPF时,可获得等效实施。
[0169] 基于y(t)、x(t)和u(t)间的关系,可计算图28A/28B中ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递:
[0170]
[0171]
[0172] 其中AFF为用前馈路径稳定的积分器的组合DC增益,A1为第一积分器的实际DC增益,qlp2(t)=ylp2(t)-yDC为低通滤波的量化噪声误差,表达式(31A)是基于图28A获得的且表达式(31B)是基于图28B获得的。除了这种结构可在前馈路径中使用多个积分器的事实之外,与KL1+KL2(…+KLN)成比例的系统误差分量只由第一积分器的增益A1衰减。
[0173] 图29示出针对图28A/28B中描述的结构的概括的AC小信号模型。具有L个积分器和N阶反馈LPF的这个闭环系统的特征在于,(L+N)阶噪声整形。
[0174] 当系数KLi等于Kqωlτp时,对于图29中结构的反馈环路滤波器传递函数L1(s)和用图27中的结构获得的一样。在这种情况下,当k≤KLi/ωlτp时,表达式(30)对于具有多个低通滤波反馈路径的结构是同样有效的,且产生的环路滤波器传递函数L1(s)收敛到L阶环路滤波器。因此,闭环系统可设计为对于一定范围内的输入功率电平(k∝xRMS)有条件稳定。
[0175] 以上描述的所有结构都可用多个积分器实施。然而在这种情况下,ΣΔRMS-DC转换器的前向路径也需要用高频零点来稳定。这里描述了几种结构,其中用多个反馈路径实施频率补偿。基本L阶反馈补偿的ΣΔRMS-DC转换器在图30A/30B中被描述。为减小被平方的量化噪声功率,LPF或极-零点滤波器可放置在反馈平方非线性之前(如图3A/3B所示)。
[0176] 基于y(t),x(t)和u(t)间的关系,图30A和30B中所示的ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递可被计算:
[0177]
[0178] (32A)
[0179]
[0180] (32B)
[0181] AFB=A1·A2·...·AL (33)
[0182] 其中AFB为所有积分器DC增益的乘积,Ai为第i个积分器的实际DC增益,且bi为反馈系数。在这个结构中,由于所需反馈路径,残余系统误差的分量对应每个附加积分器。由于第l个积分器(l>1)导致的系统误差由下面表达式给出:
[0183]
[0184] 反馈补偿环路滤波器可组合低通和高通滤波反馈路径,或低通滤波的且恒定增益反馈路径。图31A和31B示出基于这种概念的主要可能的实施。当使用两个以上积分器,高通滤波反馈路径由恒定增益(Kc)代替,使用两个独立反馈DAC和/或在数字域中实施LPF和HPF时,可获得等效实施。
[0185] 基于y(t),x(t)和u(t)间的关系,图31A和31B中ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递可被计算:
[0186]
[0187]
[0188] 其中AFF=A1A2为用反馈路径稳定的积分器的组合DC增益,A1为第一积分器的实际DC增益,A2为第二积分器的实际DC增益,b1和Kb为反馈系数,qlp(t)=ylp(t)-yDC为低通滤波的量化噪声误差,表达式(35A)是基于图31A获得的且表达式(35B)是基于图31B获得的。
[0189] 图32示出针对图31A/31B中描述的结构的概括的AC小信号模型。该具有L个积分器和N阶反馈LPF/HPF的闭环系统的特征在于,(L+N)阶噪声整形。
[0190] 基于图32,依赖信号的反馈环路滤波器Ll(s)可表达为:
[0191]
[0192] 当k≤Kq时,产生的环路滤波器传递函数L(1 s)收敛到L阶稳定环路滤波器。因此,闭环系统可设计为对于一定范围内的输入功率电平(k∝xRMS)有条件稳定。LPF/HPF传递函数,在图32中描述为N阶二项式,可用任何不同的系数组(例如,Butterworth,Chebyshev等),和不同截止频率(fcHPF≠fcLPF)以不太稳定的闭环行为为代价的实施。
[0193] 反馈补偿环路滤波器可和多个低通滤波反馈路径组合。图33A和33B示出基于这种概念的主要可能的实施。当使用两个以上积分器,使用多个反馈DAC和/或在数字域中实施LPF时,可获得等效实施。
[0194] 基于y(t),x(t)和u(t)间的关系,图33A和33B中ΣΔ平方差RMS-DC转换器的大信号静态传递可被计算:
[0195]
[0196]
[0197] 其中AFB=A1A2为用反馈路径稳定的积分器的组合DC增益,A1为第一积分器的实际DC增益,A2为第二积分器的实际DC增益,b1和KLj为反馈系数,qlp(t)=ylp(t)-yDC为低通滤波的量化噪声误差,表达式(37A)是基于图33A获得的且表达式(37B)是基于图33B获得的。在这个结构中,由于两个反馈路径(除了最后的积分器),残余系统误差的分量对应每个积分器。添加在第l个积分器(l>1)后面的系统误差由下面表达式给出:
[0198]
[0199] 相比图28A/28B中描述的结构,图33A/33B中描述的结构的主要优势为,由反馈参数KLj引起的系统误差贡献除以所有之前积分器(从A1到Aj)的总DC增益。因此,通过反馈滤波造成的量化误差均方值减小和由于附加反馈路径(存在于之前的结构上)造成的残余系统误差的增加之间的权衡被极大地降低。
[0200] 图34示出对于图33A/33B中描述的结构的概括的AC小信号模型。该具有N个积分器和N阶反馈LPF/HPF的闭环系统的特征在于,2N阶噪声整形。
[0201] 对于图34中结构的反馈环路滤波器传递函数Ll(s)和用图32中的结构所获得的一样,如果L=N且
[0202]
[0203] 在这种情况下,当k≤Kq时,表达式(36)对于具有多个低通滤波反馈路径的结构是同样有效的,且产生的环路滤波器传递函数L(1 s)收敛到N阶稳定环路滤波器。因此,闭环系统可设计为对于一定范围内的输入功率电平(k∝xRMS)有条件稳定。LPF传递函数,在图34中描述为N阶二项式,可用任何不同的系数组(例如,Butterworth,Chebyshev等)和/或在数字域中实施。
[0204] 这里描述的所有ΣΔ平方差RMS-DC转换器结构呈现了有条件的稳定特性。这意味着,其各自的闭环系统只对一定范围内输入功率电平是稳定的。为能够通过范围广泛的功率电平正确操作,一些拓扑结构需要一定的实施参数根据输入信号的数量级(例如,高功率电平,中间功率电平或低功率电平)进行优化。可配置性在高阶(L+N>2)ΣΔRMS-DC转换器中特别有用。
[0205] 为测量一定范围输入功率电平的ΣΔRMS-DC转换器的调谐可通过实施中的任意内部参数的电子配置获得。图35和36描述了可配置ΣΔRMS-DC转换器的示例。内部参数如电压/电流增益、时间常数、跨导、滤波器阶数和截止频率、采样频率、参考电压等可配置用于最小化规律一致性误差和/或确保稳定的ΣΔ闭环行为。此外,某些信号路径可根据要测量的功率电平的范围连接/断开(打开/关闭)。更广泛意义上,这里提出的所有结构都可组合某种可配置性。
[0206] 根据可配置性原则和这里描述的所有前述结构,ΣΔ平方差RMS-DC转换器的一般说明在图37中被描述。当部分反馈和前馈滤波器在电子域中实施或实施为模拟开关电路(例如,开关电容器),和/或使用多个反馈DAC时,可获得等价说明。
[0207] 这里描述的所有ΣΔRMS-DC转换器结构与美国专利7545302和7545303中提出的斩波器稳定技术完全兼容。例如,图21A/21B中描述的结构的可能电子实施在图38中示出,其中整流器用于减小输出DR中DC偏移的影响。
[0208] 根据上面的讨论,可见要求保护的本发明的实施例提供一些有利特征,其非限制地包括以下内容:ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有低通滤波且恒定增益反馈路径(例如,如图7A/7B所示);ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有低通和高通滤波反馈路径(例如,如图10A和10B所示);ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有多个低通滤波反馈路径(例如,如图21A/21B和25A/25所示);具有多个由附加反馈路径稳定的积分器的ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有低通滤波且恒定增益反馈路径;具有多个由附加反馈路径稳定的积分器的ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有低通和高通滤波反馈路径(例如,如图26A/26B所示);具有多个由附加前馈路径稳定的积分器的ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有多个低通滤波反馈路径(例如,如图28A/28B所示);具有多个由附加反馈路径稳定的积分器的ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有不使用滤波的单一反馈路径(例如,如图30A/30B所示);具有多个由附加反馈路径稳定的积分器的ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有使用LPF或极-零点滤波器的单一反馈路径;具有多个由附加反馈路径稳定的积分器的ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有低通滤波且恒定增益反馈路径;具有多个由附加反馈路径稳定的积分器的ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有低通和高通滤波反馈路径(例如,如图31A/31B所示);具有多个由附加反馈路径稳定的积分器的ΣΔ平方差RMS到数字转换器,其基于两个平方单元或单一前向路径乘法器,具有多个低通滤波反馈路径(例如,如图33A/33B所示);具有电子可配置参数的ΣΔ平方差RMS到数字转换器(例如,如图35-37所示);和使用如美国专利No.7545302和7545303中描述的斩波稳定的ΣΔ平方差RMS到数字转换器(例如,如图38所示)。
[0209] 本领域技术人员将理解,可对所描述示例实施例做出修改,且在不偏离本发明的保护范围的情况下,可实现许多其他实施例。
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