三端双向可控硅开关元件控制器(标号2)提供一种低成本的控制直线运 动AC电动机(标号1)往复运动振幅的方法，但先前的技术有一个缺点，即 假如峰值脉冲电压足够高导致电力线电压交叉零伏特直流电压时，会对AC电 力线上电力杂波的脉冲反应。以前技术将伪零交叉当作正常零交叉对待，且 因为以前技术三端双向可控硅开关元件控制产生的三端双向可控硅开关元件 启动脉冲相对于电力线电压零交叉来计时，线路杂波脉冲的结果可以是伪三 端双向可控硅开关元件启动脉冲的产生。假如直线电动机驱动一个如STIRLING 冷藏库这样的自由活塞机，错误的计时三极管启动可导致机器损伤和/或振幅 控制的损耗。
线路电压的电子滤波可以削弱线路杂波，但通过滤波抑制的线路杂波脉 冲出现在通常离零交叉非常近的地方，在这点不产生伪零交叉是不切实际的。

本发明使用三端双向可控硅开关元件和锁相环来控制直线电动机往复运动的 振幅，且充分与线路杂波脉冲干扰隔离。本发明实现的振幅控制，如以前技术， 通过连接电动机系列组成部分和三端双向可控硅开关元件来跨接AC电源，并根据 电源电压改变三端双向可控硅开关元件启动脉冲。本发明与先前技术不同的是启 动脉冲是随着压控振荡器(VCO)的输出方波的变换产生的，此振荡器是锁相环 (PLL)的一部分。VCO通过PLL在频率上与AC电源同步，但实际上与电力线杂 波脉冲隔离。在本发明中，VCO输出相位和由此的三端双向可控硅开关元件启动 脉冲与线路电压有关，随控制电压改变，此控制电压是与“振幅设置点”电压成比 例的第一电压和与往复运动振幅的标准值成比例的第二电压的差值。标准振幅的 减少导致启动脉冲最主要的相移，这构成在一个由振幅设置点电压确定的预设值 处用于保持电动机往复运动振幅负反馈。
在本发明的一个形式中，电压与直线电动机往复运动的振幅成比例，通过基 于直线电动机等效电路的模拟或数字计算得到，因此避免了位置传感器的花费和 复杂性。
用于本发明的锁相环的基础组成部分可以是单片集成电路元件(例如4046 型，见参考4)。
附图说明
图1是本发明的方框图。
图2是本发明较佳实施例的电路图。
图3是直线电动机电子模拟的电路图。
图4显示改变电动机电流和几个控制中重要电压的控制信号的影响。
图5显示本发明相位探测器的特征，并说明控制信号如何根据电力线电压改 变控制振荡器电压的相位。

参考图1，一个带端子M1和M2的直线电动机(MOTOR)和带主端子MT1和MT2 的三端双向可控硅开关元件以及一个门端子G串联跨接端子为L1和L2的AC电源 线。启动脉冲施加于G导致三端双向可控硅开关元件实际上短路以致跨接电动机。 启动后，三端双向可控硅开关元件保持短路直到电流(I)下降到零，于是三端双 向可控硅开关元件实际上变为开路，等待下一个启动脉冲。本发明中电动机往复 运动振幅的控制是通过根据V的零交叉控制启动脉冲产生的时间来实现的。假如 根据V的周期，在V零交叉之前的启动脉冲时间是短的，则三端双向可控硅开关 元件保持短路仅仅是AC周期的一小部分，且电动机振幅小。当启动脉冲和下一个 V的零交叉之间时间增加，即当启动脉冲在相位上逐渐领先于V时，对于AC周期 更大的一部分，三端双向可控硅开关元件保持短路且电动机振幅增加。
本发明中，在频率上与线路电压V同步的方波变换产生启动脉冲，且它相对 于V的相位可以随控制电压VCTL改变。本发明通过使用锁相环来产生从中得到启 动脉冲的方波，从而实现隔离电力线上电子干扰脉冲的影响，如现将描述的。
参考图1，电阻性电压分压器(R1，R2)跨接L1和L2连接。出现在连接R1 和R2节点的电力线电压的衰减模型首先输入到相位比较器，相位比较器的第二输 入是压控振荡器(VCO)的输出。VCO输出(标示为VCOout)是由VCO输入(标示 为VCOin)确定其频率的方波。相位比较器(PCout)的输出由滤波器低通滤波并 施加于不同的放大器(标识为DIFF)，放大器从已滤波的PCout减去控制电压VCTL， 并根据等式把差值施加到VCOin
                VCOin＝(已滤波PCout-VCTL)， 因此形成一个封闭的锁相环路(PLL)。如先前技术所知，这样一个PLL将同步二 个到相位比较器的输入，那就是，PLL使得VCOout与AC电力线有相同的频率。 因为VCOin和VCOout频率之间有唯一的关系，所以不管VCTL，VCOin保持恒量， 即
     已滤波(PCout)＝K1+VCTL-------------------------------等式1 此处K1＝VCOin的恒量值。
发明中，相位比较器是异或(X-OR)型，
已滤波(PCout)＝K2×(相对于AC线的VCOout相位滞后)-----等式2 此处K2是恒量。结合等式1和2，
相对于AC线的VCOout相位滞后＝(1/K2)×(K1+VCTL)------等式3
等式3显示VCTL可用于控制相对于AC线的VCOout相位滞后，如图5所描 述，显示了X-OR相位比较器PCout的DC成分。为了使PLL稳定，必须施行相位 比较器的相位滞后部分特性，即在图4左侧，根据等式3，图5中标记为VCTL＝0 的点的位置，由恒量K1和K2确定。接下来会描述此种方法，发明中为VCTL＝0设 置K1和K2，相对于V的VCOout相位滞后是(180-Φ)电角度，此处Φ是小于15 度的典型小角度。因此，假如VCTL＝0，通过启动脉冲发生器在VCOout变换产生 启动脉冲将通过V周期的小部分领先于V的零交叉。而电动机往复运动的振幅将 因此变低。再参考图5和等式3，当VCTL减少，VCOout逐渐增加领先于V。结果， 通过V周期的更大的部分，启动脉冲领先于V的零交叉，且电动机振幅将因此增 加。图4进一步描述了VCTL的效果，显示了V、VCOout、启动脉冲、PCout、已 滤波PCout和VCTL两个值的I。图4顶部施加VCTL接近于零。减少VCTL使得图 4低部所有的波形领先于它们在图4高部的副本。特别是，减少VCTL使得由于三 端双向可控硅开关元件启动时间的增加而使电流(I)增加。电流的圆形相位是电 动机电感的结果，其保持电动机电流在V零交叉或其之后。
回到图1，VCTL是差错放大器的输出，其放大与电动机往复运动标准振幅成 比例的第一电压AMEAS，和与所需振幅成比例的第二电压ASET之间的差值。渐减 的AMEAS减少VCTL，其组成保持AMEAS几乎等于ASET负反馈。
图2显示了本发明的较佳实施例，其中X-OR相位比较器和VCO是一般类型 号4046(参考4)的单片CMOS集成电路的单元。在此实施例中，K1由电阻器R3、 R4、电容器C1和正DC提供电压(+V)确定。K2仅由+V确定。R6和C2组成图1 的滤波器单元。
时间恒量R6×C2典型的大约是.05秒，其比较于60Hz电力线的周期是长的， 所以当PCout的交流成分被大大削弱时，PCout的DC成分出现在差值放大器U1 (DIFF)的+端子。电阻器R7和R5确定DIFF的增益。电容器C3、C4、二极管D1、 D2、D3、D4、电阻器R9、变换Q1和NAND门组成启动脉冲发生器。当VCOout从 地变换到+V时，C4、D1和D4基于Q1形成一个正脉冲。当VCOout从+V变换到地 时，NAND门、C3、D2和D3基于Q1形成一个正脉冲。Q1是一个发射极跟随器，R8 控制峰值启动脉冲电流。
可见使用K1、K2的典型值和滤波器时间恒量R6×C2，任何振幅的相关严重 线路电压脉冲足够产生一个1毫秒持续时间的错误零交叉，将通常产生仅2度的 VCOout相位的相位干扰，且在时间恒量为大约25毫秒，这干扰将指数衰减。这 样的干扰没有任何实际结果，因此实际上VCOout隔离于电力线杂波相位。
直线电动机往复运动的标准振幅，即AMEAS对振幅反馈来说是必须的，且能 够由位置变换器提供。然而，直线电动机本身是一个精确周转率变频器(参考3)， 且用于本发明的一种形式中，来避免单个变换器的花费和复杂性。图3显示了通 过基于电动机等效电路的模拟计算得出AMEAS的模拟电路，
        α×v＝VM-Lx(dI/dt)-IR        ----------------------等式4
在等式4中，α＝单位为[伏特/(米/秒)]的恒量
            v＝直线电动机中移动磁体的周转率(米/秒)
            L＝电动机电感(亨利)
            VM＝电动机电压(伏特)
            I＝电动机电流(安培)
            R＝电动机电阻(欧姆)
图3中，与电流(I)成比例的电压，由旁路(I)通过典型值为.2欧姆的低 电阻RS而产生。与VM成比例的电压出现在差值放大器U2的输出。U3的倒相端 子是实际的地面，下面电流的总和；
    RS×C3×(dI/dt)，通过C3电流
    RS/R13×I，通过R13电流
    [VM×(R11/R10)×(1/R12)]，通过R12电流
    三个电流的总和是定义K3＝(R11/R10)×(1/R12)
K3×{-VM+[(RS×C3/K3)]×dI/dt+[(RS/(K3×R13))×I]}
    通过选择，
    RS×C3/K3＝L
    RS/(K3×R13)＝R
随着来自等式4三个电流的总和是[-K3×α×v]，即三个电流的总和与电 动机周转率(V)成比例。在图3积分器中积分相加的电流，因此(v)积分是电 动机位移，接下来，
直线电动机移动磁体的位移＝K4×U3输出     ----------------等式5
在等式5中，K4是等于(K3×α)/C6的恒量。R14是高电阻，为U3提供 DC反馈路径，且对等式5的有效性没有任何实际影响。
AMEAS是通过全波整流器得自于U3充分的正弦曲线输出，全波整流器包括逆 变器(U4，R15)、整流二极管D1、D2和低通滤波器R16、C7。时间恒量R16×C7 相对于V周期比较是长的。
尽管图3示出了AMEAS的模拟计算，AMEAS的数字计算也是可能的，且在本
发明的范围中已考虑。