一种生成直流偏置的装置和方法 |
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| 申请号 | CN201310521075.X | 申请日 | 2013-10-25 | 公开(公告)号 | CN104571239A | 公开(公告)日 | 2015-04-29 |
| 申请人 | 意法半导体研发(深圳)有限公司; | 发明人 | 陈敏; 刘文; 李红霞; | ||||
| 摘要 | 提供一种生成直流(DC)偏置的装置和方法。所述装置可以包括： 电压 检测器，用于检测系统供电电压VCC并在其输出端处产生触发 信号 ； 控制信号 发生器，用于接收触发信号并根据触发信号生成用于控制DC偏置的生成的控制信号；以及DC偏置发生器，用于在其控制输入端接收控制信号并根据控制信号生成DC偏置，以使得在供电电压为第一电压时，生成具有第一值的DC偏置，而在供电电压为异于所述第一电压的第二电压时，生成具有第二值的DC偏置，其中第一值异于第二值。根据本公开，可以实现动态DC偏置，这不仅可以支持较大的电压范围，而且使得引擎正常操作时信号的 信噪比 得到显著提高。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种生成直流(DC)偏置的装置，其特征在于，所述DC偏置生成装置包括： |
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| 说明书全文 | 一种生成直流偏置的装置和方法技术领域[0001] 本公开的实施方式涉及汽车引擎的技术领域，更具体地涉及一种生成直流DC偏置的装置和方法。 背景技术[0002] 汽车引擎启停技术是近年来发展起来的一种新型汽车环保技术。根据该技术，车辆在行驶过程中满足怠速条件时，汽车引擎会自动熄火不工作，而在需要继续前进的时候，将会迅速响应启动命令，快速重启发动机，从而实现瞬时衔接。由于在临时停车过程中汽车引擎并不工作，因此这可以大大减少油耗和废气排放。 [0003] 通常，汽车引擎在熄灭后重新启动时，系统的供电电压会在很短的时间内从正常电压降至一个较低值，然后在满足启动条件后再逐步回升至正常电压，正如图1中示出的那样。如图1所示，汽车信号处理器的正常供电电压通常是例如12V，而在汽车引擎启停操作期间，汽车信号处理器的供电电压会降至例如4.5V的最低电压。为了提供汽车引擎启停功能，汽车信号处理器需要在该最低电压至正常供电电压的较宽范围内工作。因而，设备DC电压将被偏置至较低的值以便支持该较宽的工作范围。而较低的偏置电压将会限制系统内部信号的摆动，这意味着信噪比将会降低，因而在正常操作时的信号质量会下降。 [0004] 为此，在本领域存在针对汽车引擎启停技术的改进方案的需求。发明内容 [0006] 根据本公开的一个方面，提供了一种生成DC偏置的装置。所述装置可以包括：电压检测器，被配置用于检测系统供电电压并在输出端处产生触发信号；控制信号发生器，其被配置用于接收所述触发信号并根据所述触发信号生成用于控制DC偏置的生成的控制信号；以及DC偏置发生器，其被配置用于在控制输入端接收所述控制信号，并根据所述控制信号生成DC偏置，以使得在所述供电电压为第一电压时，生成具有第一值的所述DC偏置，而在所述供电电压为异于所述第一电压的第二电压时，生成具有第二值的所述DC偏置，其中所述第一值异于所述第二值。 [0007] 根据本公开的第二方面，提供了一种生成DC偏置的方法。所述方法可以包括：检测系统供电电压并产生触发信号；根据所述触发信号生成用于控制DC偏置的生成的控制信号；以及根据所述控制信号生成DC偏置，以使得在所述供电电压为第一电压时，生成具有第一值的所述DC偏置，而在所述供电电压为异于所述第一电压的第二电压时，生成具有第二值的所述DC偏置，其中所述第一值异于所述第二值。 [0008] 通过本公开的实施方式，可以实现动态DC偏置，这不仅可以支持较大的电压范围，而且使得正常操作时信号的信噪比得到显著提高。而且，在优选的实施方式中，还可以以简单、成本有效地方式实现DC偏置的平滑过渡。附图说明 [0009] 结合附图并参考以下详细说明，本公开各个实施方式的特征、优点及其他方面将变得更加明显，贯穿整个附图，相同附图标记指示相同或者相似元件或部件，且在附图中： [0010] 图1示意性地示出现有技术中在汽车引擎启停时最差情况下的电池启动曲线的示例图示； [0011] 图2示意性地示出了在本公开中提出的动态DC偏置的示意图； [0012] 图3示意性地示出了根据本公开的一个实施方式的生成DC偏置的装置的方框图； [0013] 图4示意性地示出了根据本公开的一个实施方式的生成DC偏置的装置的电路图； [0014] 图5示意性地示出了根据本公开的另一实施方式的生成DC偏置的装置的电路图； [0015] 图6示意性地示出了根据本公开的再一实施方式的生成DC偏置的装置的电路图； [0016] 图7示意性地示出了根据本公开的又一实施方式的生成DC偏置的装置的电路图； [0017] 图8示意性地示出了可在本公开的用于生成DC偏置的装置中使用的备选电容倍增器的电路图； [0018] 图9示意性地示出了在汽车引擎启停操作过程中的信号时序图； [0020] 图11示意性地示出了根据本公开的一个实施方式的生成DC偏置的方法的流程图。 具体实施方式[0021] 在下文中，将参考附图详细描述本公开的各个示例性实施方式。应当注意，这些附图和描述涉及的仅仅是作为示例的优选实施方式。应该指出的是，根据随后描述，很容易设想出此处公开的结构和方法的替换实施方式，并且可以在不脱离本公开要求保护的发明的原理的情况下使用这些替代实施方式。 [0022] 此外还应当理解，给出这些示例性实施方式仅仅是为了使本领域技术人员能够更好地理解进而实现本发明，而并非以任何方式限制本发明的范围。 [0023] 接下来，将首先参考图2至图11来描述根据本公开的实施方式的生成DC偏置的技术方案。 [0024] 首先，参考图2，图2示意性地示出了根据本公开的一个实施方式的动态DC偏置的示意图。如前所述，在现有技术中，为了支持较宽的工作范围，设备DC电压被偏置至较低的值，而这会造成对系统内部信号的摆动的限制，进而降低信噪比。为了解决这一问题，发明人设想采用动态DC偏置的方案，即针对不同的供电电压，动态改变DC偏置。如图2所示，根据该方案，在正常操作状态下，即，车辆信号处理器的供电电压较高(例如12V)时，可以将DC偏置保持在较高的值(例如3.3V)；而在汽车引擎启停操作过程中，当供电电压降低至较低值(例如4.5V)，使得DC偏置具有较低值(例如2.5V)。优选地，该切换过程具有平滑的过渡，即实现软切换，这样可以减小或消除切换时可能出现的尖锐噪声，减小对信号质量的影响。通过这种方式，既可以支持汽车信号处理器的较宽工作范围，同时又可以尽可能地降低在正常操作期间对系统内部信号的摆动的限制，从而改善信噪比，提高信号质量。 [0025] 为此，在本发明中提供了一种针对汽车引擎启停应用的用于生成DC偏置的技术方案。图3示意性地示出了根据本公开的一个实施方式的生成用于汽车启停操作的DC偏置的装置300的方框图。 [0026] 如图3所示，该装置300包括电压检测器310，控制信号发生器320以及DC偏置发生器330。电压检测器310检测系统供电电压，以检测汽车启停操作，并生成触发信号Vtrig。该检测例如可以检测供电电压VCC的变化来实现。该供电电压Vcc此处是车辆的电池提供给信号处理器芯片的供电电压。在正常操作时，供电电压VCC通常位于较高值12V，而在汽车引擎启停操作期间VCC将会降低至较低值4.5V。因此通过检测VCC的改变可以检测出汽车引擎启停操作。优选地，可以在VCC从12V降到预定阈值(例如8V)时，认为正在汽车引擎启停操作。在检测到汽车引擎启停操作时，电压检测器可以产生触发信号Vtrig。如在后面详细描述的，该Vtrig信号可以是电压信号，但是针对不同电路实现，Vtrig信号启停操作期间的取值可能略有不同，这将在下文详细描述。此外，可以理解，直接提供给信号处理器芯片的供电电压与车辆电池的输出电压存在一定的幅度关系，因此也有可能通过检测车辆电池的输出电压来检测例如启停操作。 [0027] 控制信号发生器320接收触发信号Vtrig，并根据该触发信号Vtrig生成用于DC偏置生成的控制信号，该控制信号例如是电流信号I1。DC偏置发生器330接收控制信号I1并根据所述控制信号I1生成DC偏置，以使得在供电电压为第一电压时，生成具有第一值的DC偏置，而在供电电压为低于所述第一电压的第二电压时，生成具有第二值的DC偏置，其中所述第一值大于第二值。其中第一电压例如是正常操作状态下的供电电压，例如12V，而第二电压例如是在汽车引擎启停操作期间的最低供电电压4.5V。所述第一值例如是3.3V，所述第二值例如是2.5V。 [0028] 图4示意性地示出了根据本公开的一个实施方式的生成用于DC偏置的装置的电路图。如图4所示，供电电压VCC被引入至电压检测器310。电压检测器310根据该供电电压信号VCC生成触发信号Vtrig。例如，在汽车引擎启停操作过程中，生成例如为高电压的Vtrig信号，而在汽车引擎的正常操作期间Vtrig信号保持为低。该电压检测器310可以由包括诸如阈值比较器或均值检测器等的各种电路构成，本领域技术人员根据此处的描述可以以若干方式实现，此处不再赘述。 [0029] 由于Vtrig信号变为高电压，电感器L的两端存在电压降，因此电流将流过电感器L，且该电流在该线圈过渡时间内从0逐渐升高至最高电流。即，该电感器L将会使得流经其的电流从零平滑地增大至最大电流值。流经电感器L的电流可以通过镜像电路而被镜像到DC偏置发生电路330中，以作为用于控制DC偏置生成的控制信号I1。 [0030] 如图4所述，DC偏置发生器330包括放大器A2、电阻器R1和电阻器R2，其中电阻其R1和电阻器R2串联连接在地与放大器A2的输出端之间，而电阻R1和电阻R2的中间节点与放大器A2的负极性输入端相连。该负极性输入端还接收来自控制信号发生器的控制信号I1。另外，放大器的正极性输入端接收输入信号Vbg。该输入信号Vbg是信号处理器内部的带隙电压。 [0031] 在发动机正常操作时VCC为高电压，而Vtrig保持低电压。因此，没有电流流经电感器L。此时，注入DC偏置发生器的控制电流I1也为0。因而，放大器A2的输出端出的DC偏置可以表示为： [0032] Vdc=Vbg*(1+R2／R1) [0033] 其中Vdc指示DC偏置的电压值，Vbg指示放大器的正极性输入端处输入的带隙电压的电压值，R1指示电阻器R1的电阻值，以及R2指示电阻器R2的电阻值。 [0034] 在汽车引擎启停操作期间，VCC变成低电压时，Vtrig变为高电压。因此，电流流过电感器L，这意味着镜像电流I1被注入至放大器A2。因此，此时放大器的输出端处的DC偏置Vdc可以表示为： [0035] Vdc=Vbg*(1+R2／R1)-I1*R2 [0036] 因此，在汽车引擎启停操作期间，通过在供电电压降低时产生一个高电压信号的触发信号，并依据该高电压信号产生一个控制信号I1，可以使得启停操作期间的DC偏置降低至比正常操作时的DC偏置更低的值。同样，在供电电压恢复至正常操作时，Vtrig信号将变为低电压信号，这样控制电流I1逐渐减小至零，最终使得DC偏置恢复到较高的DC偏置。通过这种方式，可以实现动态的DC偏置。此外，电感器L的使用会使得DC偏置在较高值和较低值之间的切换更加平滑，从而实现更好的音频效果。 [0037] 此外，本发明的动态DC偏置还可以基于等效电感电路来实现。参考图5，图5示意性地示出了根据本公开的另一实施方式的生成用于汽车引擎操作的DC偏置的装置的电路图。在图5所述的电路中，电压检测器310和DC偏置发生器330与图4中相同，此处不再赘述。与图4所示基于电感器的实现不同的是，控制信号发生器320”包括由电阻器Ro，电容器C1和NMOS晶体管M1构成的等效电感器L。此外，在图5中还示出了电流镜电路。如图5所示，电压检测器310的输出端与电阻器Ro的一端连接，电阻器Ro的另一端与电容器C1连接，该电容器C1的另一端接地。电阻器Ro与电容器C1连接的那一端与晶体管M1的栅极连接。晶体管M1的源极接地，其漏极与电流镜的电流输入端相连，电流镜的镜像输出端连接放大器A2的负极性输入端。在图5所述的电路中，电阻器Ro，电容器C1，晶体管M1构成等效的电感电路，且流经M1的电流通过电流镜被镜像为I1，该电流信号I1作为控制信号被注入至放大器A2的负极性输入端。在正常操作期间，VCC为高电压信号，Vtrig为低电压信号(例如0V)，此时晶体管M1截止，没有电流经过晶体管M1。因此控制信号I1也为0。而在VCC改变为低电压时，Vtrig信号变为高电压信号(例如VDD，4.2V)，此时将对C1进行充电，因而X处的电压Vx逐渐升高，这会造成晶体管M1导通。这样，由于晶体管M1的漏极与电流镜电流的电流输入端连接，所以流经晶体管M1的电流会被镜像为在镜像电流输出端的电流I1，进而注入至放大器A2。 [0038] 然而，为了在毫秒级(例如2ms)的时间内实现电流切换，通常需要较大的电感器。这意味着在基于RC的实现中也需要较大的电容器和电阻器。然而，大电阻器和大电容器的使用会占用电路上很大的面积。而且电流I1是否准确还要取决于Vtrig信号以及晶体管M1。 [0039] 为此，在图6中还提供了根据本公开的再一实施方式的生成DC偏置的装置的电路图。如图6所示，在示出的控制信号发生器320’”中，采用了电阻倍增器电路和源极耦合对结构。在图6中，电阻倍增器电路包括电阻器Ro以及NMOS晶体管M3和PMOS晶体管M4。电阻器Ro的一端与电压检测器310的输出端连接，另一端与晶体管M3和晶体管M4源极连接，晶体管M3和晶体管M4的漏极连接在一起并且与电容器C1连接。电容器C1的另一端与尾电流源Iss连接，该尾电流源Iss的另一端接地。因此，在图6所示的电路图中，电阻器Ro与晶体管M3构成了一个具有源极负反馈的N型供源极级，而电阻器Ro与晶体管M4构成了一个具有源极负反馈的P型共源极级。 [0040] 此外，图6所述的电路也包括NMOS晶体管M1，该晶体管M1栅极连接至电容器与倍增电阻器电路的中间节点，然而其漏极连接至汽车信号处理器的内部电源电压VDD且其源极连接至尾电流源Iss。除该晶体管M1之外，还另外包括一个NMOS晶体管M2。该晶体管M2和M1的源极连接在一起。晶体管M2的栅极和漏极连接在一起且经过二极管D1与电流镜的输入端连接。晶体管M3和M4的栅极共同连接至晶体管M2的栅极。因此，在图6所述的电路图中，晶体管M1与M2共同构成一个源极耦合对。图6所示的这种电路结构能够保证，随着点X、Y处的电压差的变化，尾电流源Iss的电流最终以择一的方式流经M1或M2。 [0041] 图7还示意性地示出了根据本公开的又一实施方式的生成DC偏置的装置的电路图。与图6所示电路相比，在控制信号发生器320””中包括电容倍增器电路，而不是单个电容器。如图7所示。该电容倍增器电路是基于放大器的电流型电容倍增器，该电容倍增器电路由电阻器Rx，电阻器N*Rx、A1和C1构成。电阻器Rx的一端与晶体管M3和晶体管M4的漏极连接，且另一端与放大器A1(例如OTA)的输出端相连；类似地，电阻器N*Rx的一端也与晶体管M3和晶体管M4的漏极连接，且另一端连接至电容器C1以及放大器A1的输入端。电阻器Rx，电阻器N*Rx、A1和C1通过构成了等效电容电路，其具有(N+1)*C1的等效电容值。 [0042] 除了图7中使用的电容倍增器电路外，也可以采用其他类型的电容倍增器电路。例如，在图8还示意性地示出了可在用于生成DC偏置的装置使用的备选电容倍增器的电路图。如图所示，与图7中不同，该电容倍增器电路是基于晶体管的电流型电容倍增器。该电容倍增器电路包括电容器C1、电路源Is以及两个NMOS晶体管Mc和Mc’，其中晶体管Mc和Mc’分别具有w／l和N*w／l的沟道宽长比。晶体管Mc的栅极和源极分别与晶体管Mc’的栅极和源极连接在其一起。晶体管Mc的栅极与漏极也连接在一起，并与电流源Is连接，该电流源Is的另一端连接至系统内部的电源电压VDD。晶体管Mc’的栅极和漏极分别链接至电容器C1的两端。通过这样的电容等效电路，同样可以提供(N+1)*C1的等效电容值。这样，就可以利用较小的电容来实现较大的过渡时间。然而需要说明的是，本领域技术人员根据此处的描述，也可以设想到若干其他结构的电容倍增器电路，本发明并不局限于示出的实施例。 [0043] 接下来，将参考图9详细描述图6和图7所示电路图的工作原理。如图9所示，在汽车启停操作开始时，供电电压VCC从高电压(12V)向低电压(4.5V)转变，这将会触发阈值窗口，该窗口例如可以通过预定的电压阈值(诸如8V)或者预定的百分比值来定义。一旦触发该阈值窗口，将会产生触发信号，即Vtrig信号将从高电压(例如VDD)改变成低电压(例如0V)。此时，在图6和7所示的电路图中，晶体管M4将截止，晶体管M3导通。因此，晶体管M3和M4的漏极连接点处(即X点)电压Vx将通过晶体管M3、 [0044] 电阻Ro以及等效电容电路而被放电。该过渡时间常数τ1等于 [0045] τ1=(gm3*ro3*Ro)*((N+1)*C1) [0046] 其中，gm3指示晶体管M3的跨导，ro3指示晶体管M3的导通电阻。 [0047] 在图7所示的电路图中，由于使用了电阻倍增器电路和电容倍增器电路延长了过渡时间，即使利用较小的电阻器Ro和电容器C1也能实现较大的过渡时间常数，从而实现平滑过渡。 [0048] 因而，Vx将在过渡时间内被平滑地放电至较低值。同时，随着Vx逐步放电，尾电流源Iss的电流逐步流经晶体管M2，晶体管M2漏极处(Y点)的电压VY也会逐渐下降。这样，VY和Vtrig之间电压差逐渐减小，这将会有利于放电时间的延长。最终，由于Vx放完电后的终值电压较低，晶体管M1截止，尾电流Iss不会流经晶体管M1。这样，尾电流源Iss的电流将全部流经晶体管M2，进而流经二极管D1。同时，电流镜电路将会把流经二极管D1的电流镜像为I1，并将其注入至放大器A2的负极性输入端。因此，此时放大器A2的输出Vdc可以表示为：Vdc=Vbg*(1+R2／R1)-I1*R2。这样DC偏置就可以从较高的一个值改变为较低的一个值，如图9所示。 [0049] 另一方面，在启停操作结束时，VCC将会升高进而触发阈值窗口。这意味着Vtrig将从低电压(例如0V)变成高电压(例如VDD)。由于Vtrig为高电压，晶体管M3将会截止，晶体管M4将会导通。因而，Vtrig将会经由晶体管M4、电阻器Ro和电容倍增器对X点进行充电，这意味着X处的电压Vx将会逐渐升高。此时的过渡时间常数为 [0050] τ2=(gm4*ro4*Ro)*((N+1)*C1) [0051] 其中，gm4指示晶体管M4的跨导，ro4指示晶体管M4的导通电阻。同样，由于使用了电阻倍增器电路和电容倍增器电路延长时间，即使利用较小的电阻器Ro和电容器C1也能实现较大的过渡时间常数，从而实现平滑过渡。 [0052] 同时，随着Vx逐步充电，尾电流源Iss的电流逐步流出晶体管M2，晶体管M2的漏极处(Y点)的电压VY也会逐渐上升。这样，Vtrig和VY之间电压差将逐渐减小，这将会有利于充电时间的延长。当Vx被充电到终值VDD时，由于二极管D1的使用，能够确保Vx电压大于VY。因此，所有的尾电流将流经M1，并且没有电流将会流经M2。由于没有尾电流流经二极管D1，因而电流镜镜像的电流I1将为0，即没有任何电流被注入到比较放大器A2的负极性输入端。同时Y处的电压VY将会升高，这样，比较放大器的输出Vdc又变回Vdc=Vbg*(1+R2／R1)，如图9所示。 [0053] 因此，在本发明中，通过利用M3和M4交替导通与截止，使得尾电流可以交替流过M1和M2，可以在启停开始和启停结束时动态地调整DC偏置。 [0054] 此外，在图10中还示意性地示出了在采用单个电阻器Ro和采用了电阻倍增器的情况下的DC偏置的过渡时间。如图10所示，采用了电阻倍增器的电路能够有效的延长过渡时间，使得DC偏置电压的过渡更加平滑，而非利用单个电阻器Ro时那样陡峭地改变。 [0055] 根据本公开，可以实现动态的DC偏置，这不仅可以支持较大的电压范围，而且使得正常操作时信号的信噪比得到显著提高。此外，根据本发明的优选实施方式，还可以实现DC偏置调整时的平滑过渡，且提供了简单且具有成本效益的实现方式。 [0056] 另外，本发明还提供了一种生成直流DC偏置的方法。接下来将参考图11予以说明。如图11所示，首先在步骤S1101，检测系统供电电压并在输出端处产生触发信号。接着，在步骤S1102，根据触发信号生成用于控制DC偏置的生成的控制信号。然后，在步骤S1103，根据所述控制信号动态地生成所述DC偏置，即，使得在供电电压为第一电压时，生成具有第一值的所述DC偏置，而在供电电压为异于所述第一电压的第二电压时，生成具有第二值的所述DC偏置，其中所述第一值异于第二值。优选地，所述DC偏置在所述第一值与所述第二值之间平滑地过渡。 [0057] 根据本公开的一个实施方式，生成用于控制DC偏置的生成的控制信号包括，经由一个电感电路基于所述触发信号生成一个电流信号，以及通过镜像电路产生该电流信号的镜像信号以作为所述控制信号。所述电感电路包括电感器或者等效电感电路。所述等效电感电路可以包括电阻电路和电容电路。所述电阻电路可以包括用于实现倍增等效电阻的电阻倍增器。所述电容电路也可包括用于实现倍增等效电容的电容倍增器。 [0058] 需要说明的是，本发明所提供的方法的具体操作与上文中电路的操作基本类似。因此，关于方法的具体细节可以参阅上文参考图2至图10对本发明的装置的描述，此处不再赘述。 [0059] 需要说明的是，在上文中参考具体数值，对本发明进行了描述，然而本发明并局限于此，事实上，相关描述所引用的数值在不同的应用中会有所变化。 [0060] 此外需要说明的是，在上文中针对汽车引擎启停操作期间的DC偏置生成而详细描述了本发明，然而本发明并不局限于此。相反本发明也有可能应用到固定DC偏置可能引起信号质量下降或其他问题的任何其他类似应用中。 [0061] 此外，需要说明的是，本发明针对的是一种灵活的DC偏置生成方案。尽管在本发明中描述了在供电电压为较高值时设置较高的DC偏置，在供电电压较低时设置较低的DC偏置。然而在不同的应用中，也有可能存在不同的情况，即针对较高的供电电压设置较低偏置和对较低供电电压设置较高偏置。 [0062] 还需要说明的是，上文中针对示意性示出的示例电路图，描述了各个电路图的结构和操作，然而本发明并不局限于此，本领域技术人员可以在不脱离本公开真实精神的情况下针对该电路结构进行各种附加、删除和改进。 |
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