DC供电电路振荡器电路和用于产生DC供电信号的方法

申请号 CN201310417065.1 申请日 2013-09-13 公开(公告)号 CN103684442B 公开(公告)日 2017-01-18
申请人 英飞凌科技股份有限公司; 发明人 W.巴卡尔斯基; H.克纳普; S.特罗塔;
摘要 本 发明 涉及DC供电 电路 、 振荡器 电路和用于产生DC供电 信号 的方法。一种DC供电电路包括:输出,被配置为把DC供 电信号 提供给用于产生RF 输出信号 的RF元件。另外,该DC供电电路包括:输入,被配置为接收RF输出信号。该DC供电电路被配置为基于接收的RF输出信号产生DC供电信号。
权利要求

1.一种DC供电电路,包括:
输出,被配置为把DC供电信号提供给用于产生RF输出信号的RF元件;
输入,被配置为接收RF输出信号;
其中所述DC供电电路被配置为基于接收的RF输出信号产生DC供电信号
其中所述DC供电电路被配置为基于接收的RF输出信号提供多个振荡器信号;
其中所述多个振荡器信号中的不同振荡器信号具有不同的相位;以及
其中DC供电电路被配置为基于所述多个振荡器信号产生DC供电信号。
2.根据权利要求1所述的DC供电电路,其中所述DC供电电路被配置为提供所述多个振荡器信号,以使得对于接收的RF输出信号的不同频率,所述多个振荡器信号中的至少一个振荡器信号的频率保持恒定。
3.根据权利要求1所述的DC供电电路,其中所述DC供电电路被配置为基于所述多个振荡器信号的组合产生DC供电信号。
4.根据权利要求1所述的DC供电电路,还包括:
第一放大器,第一放大器包括用于提供所述多个振荡器信号中的第一振荡器信号的第一放大器输出和用于提供所述多个振荡器信号中的第二振荡器信号的第二放大器输出,第二振荡器信号相对于第一振荡器信号具有180°的相差;
其中所述DC供电电路还包括具有传输线特性的阻抗元件,阻抗元件耦合在第一放大器输出和第二放大器输出之间。
5.根据权利要求4所述的DC供电电路,其中选择耦合在第一放大器输出和第二放大器输出之间的阻抗元件,以使它的传输线特性与具有拥有作为第一振荡器信号或第二振荡器信号的频率的整数倍的频率的信号的波长的一半的长度的传输线的特性相同。
6.根据权利要求1所述的DC供电电路,还包括:
多个整流二极管,其中每个整流二极管被配置为在它的输入接收所述多个振荡器信号之一并在它的输出提供在它的输入接收的振荡器信号的整流版本;
其中所述DC供电电路被配置,以使DC供电信号基于在整流二极管的输出提供的振荡器信号的整流版本的重叠。
7.根据权利要求6所述的DC供电电路,还包括:
至少一个滤波器元件,耦合在整流二极管之一的输出和振荡器信号的整流版本重叠所在的重叠节点之间。
8.根据权利要求1所述的DC供电电路,
其中所述DC供电电路被配置为基于所述多个振荡器信号产生组合信号;以及其中所述DC供电电路还包括输出滤波器,输出滤波器具有拥有传输线特性的至少一个阻抗元件,输出滤波器被配置为在输入接收组合信号并基于接收的组合信号在输出提供DC供电信号。
9.根据权利要求8所述的DC供电电路,其中选择输出滤波器的阻抗元件,以使阻抗元件的传输线特性与具有拥有作为所述多个振荡器信号中的一个振荡器信号的频率的整数倍的频率的信号的波长的四分之一的长度的传输线的特性相同。
10.根据权利要求1所述的DC供电电路,
其中所述DC供电电路被配置为基于所述多个振荡器信号产生组合信号;以及其中DC供电电路还包括低压降调节器,低压降调节器被配置为基于组合信号提供DC供电信号。
11.一种DC供电电路,包括:
输出,被配置为把DC供电信号提供给用于产生RF输出信号的RF元件;和
输入,被配置为接收RF输出信号;其中所述DC供电电路被配置为基于接收的RF输出信号产生DC供电信号,并且其中所述DC供电电路被配置为基于接收的RF输出信号提供第一振荡器信号、相对于第一振荡器信号具有180°的相差的第二振荡器信号、相对于第一振荡器信号具有90°的相差的第三振荡器信号和相对于第一振荡器信号具有270°的相差的第四振荡器信号。
12.根据权利要求11所述的DC供电电路,其中所述DC供电电路被配置为提供第一振荡器信号、第二振荡器信号、第三振荡器信号和第四振荡器信号,以使它们具有相同的频率。
13.根据权利要求12所述的DC供电电路,其中所述DC供电电路被配置为基于第一振荡器信号、第二振荡器信号、第三振荡器信号和第四振荡器信号产生组合信号;以及其中DC供电电路包括输出滤波器,输出滤波器被配置为在它的输入接收组合信号并在它的输出提供DC供电信号。
14.根据权利要求13所述的DC供电电路,其中所述输出滤波器包括具有传输线特性的阻抗元件,该传输线特性与具有拥有振荡器信号的频率的四倍的频率的信号的波长的四分之一的长度的传输线的特性相同。
15.根据权利要求13所述的DC供电电路,
其中所述输出滤波器包括耦合在输出滤波器的输入和输出之间的多个阻抗元件的串联连接;
其中每个阻抗元件具有与具有拥有作为第一振荡器信号、第二振荡器信号、第三振荡器信号和第四振荡器信号的频率的2n倍的频率的信号的波长的四分之一的长度的传输线的特性相同的传输线特性,其中n=2,3,4,…,N;以及
其中针对输出滤波器的不同阻抗元件,n是不同的。
16.一种DC供电电路,包括:
输出,被配置为把DC供电信号提供给用于产生RF输出信号的RF元件;和
输入,被配置为接收RF输出信号;
其中所述DC供电电路被配置为基于接收的RF输出信号产生DC供电信号;
第一预定标器,被配置为对接收的RF输出信号的频率进行定标以获得第一预定标器输出信号,对于接收的RF输出信号的不同频率,第一预定标器输出信号的频率保持恒定;
其中所述DC供电电路被配置为基于第一预定标器输出信号产生DC供电信号;
I/Q分频器,被配置为基于第一预定标器输出信号提供第一分频器输出信号和第二分频器输出信号,其中第一分频器输出信号和第二分频器输出信号之间的相差是90°;以及其中所述DC供电电路被配置为基于第一分频器输出信号和第二分频器输出信号产生DC供电信号。
17.根据权利要求16所述的DC供电电路,
其中所述I/Q分频器至少包括用于提供第一分频器输出信号和第二分频器输出信号的第一存器和第二锁存器;以及
其中I/Q分频器被配置为提供第一分频器输出信号和第二分频器输出信号作为数字信号
18.根据权利要求16所述的DC供电电路,还包括:
第一放大器,用于接收第一分频器输出信号并且用于基于接收的第一分频器输出信号提供第一振荡器信号和第二振荡器信号,其中第一振荡器信号和第二振荡器信号之间的相差是180°;和
第二放大器,用于接收第二分频器输出信号并且用于基于接收的第二分频器输出信号提供第三振荡器信号和第四振荡器信号,其中第三振荡器信号和第四振荡器信号之间的相差是180°。
19.一种振荡器电路,包括:
RF元件,被配置为接收调谐信号并基于调谐信号提供RF输出信号;
DC供电电路,包括:
输出,被配置为把DC供电信号提供给用于产生RF输出信号的RF元件;
输入,被配置为接收RF输出信号;
其中所述DC供电电路被配置为基于接收的RF输出信号产生DC供电信号;
其中所述RF元件包括电压转换器和电压控制振荡器
其中电压转换器被配置为从DC供电电路接收DC供电信号并基于DC供电信号和调谐信号把另一调谐信号提供给电压控制振荡器;以及
其中电压控制振荡器被配置为提供RF输出信号并且基于接收的另一调谐信号调整RF输出信号的频率。
20.根据权利要求19所述的振荡器电路,其中所述调谐信号的电压范围小于所述另一调谐信号的电压范围。
21.根据权利要求19所述的振荡器电路,其中所述电压控制振荡器被配置为接收不同于由DC供电电路提供的DC供电信号的VCO供电信号。
22.根据权利要求19所述的振荡器电路,其中所述DC供电电路和RF元件被集成在相同的半导体基底上。
23.一种振荡器电路,包括:
RF元件,包括:
电压转换器和电压控制振荡器;
其中电压转换器被配置为接收位于相对低的电压域中的调谐信号和DC供电信号并基于接收的调谐信号和接收的DC供电信号提供位于相对高的电压域中的另一调谐信号;
其中电压控制振荡器被配置为接收所述另一调谐信号,提供RF输出信号并且根据接收的另一调谐信号的电压改变RF输出信号的频率;
DC供电电路,包括:
输出,被配置为把DC供电信号提供给RF元件;
输入,被配置为接收RF输出信号;和
输出滤波器;
其中所述DC供电电路被配置为基于接收的RF输出信号提供第一振荡器信号、相对于第一振荡器信号具有180°的相差的第二振荡器信号、相对于第一振荡器信号具有90°的相差的第三振荡器信号和相对于第一振荡器信号具有270°的相差的第四振荡器信号;
其中DC供电电路被配置为提供第一振荡器信号、第二振荡器信号、第三振荡器信号和第四振荡器信号,以使第一振荡器信号、第二振荡器信号、第三振荡器信号和第四振荡器信号具有相同的频率;
其中DC供电电路被配置为基于第一振荡器信号、第二振荡器信号、第三振荡器信号和第四振荡器信号的重叠产生组合信号;
其中输出滤波器被配置为在它的输入接收组合信号并在它的输出提供DC供电信号;
其中输出滤波器包括耦合在输出滤波器的输入和输出之间的多个阻抗元件的串联连接;
其中所述多个阻抗元件中的每个阻抗元件具有与具有拥有作为第一振荡器信号、第二振荡器信号、第三振荡器信号和第四振荡器信号的频率的2n倍的频率的信号的波长的四分之一的长度的传输线的特性相同的传输线特性,其中n=2,3,4,…,N;以及其中针对输出滤波器的不同阻抗元件,n是不同的。

说明书全文

DC供电电路振荡器电路和用于产生DC供电信号的方法

技术领域

[0001] 本发明实施例涉及一种DC供电电路。本发明的另外的实施例涉及一种包括RF元件的振荡器电路。本发明的另外的实施例涉及一种用于产生DC供电信号的方法。

背景技术

[0002] 常规发射器具有这样的缺点:在这种发射器上需要多个不同的电压域,这能够导致复杂而昂贵的功率管理。
[0003] 因此,希望提供一种减少要由RF系统中的供给电压调节器提供的所需的电压域的数量的概念。

发明内容

[0004] 本发明的实施例涉及一种DC供电电路,该DC供电电路包括:输出,被配置为把DC供电信号提供给用于产生RF输出信号的RF元件。另外,该DC供电电路包括:输入,被配置为接收RF输出信号。DC供电电路被配置为基于接收的RF输出信号产生DC供电信号。
[0005] 另外,本发明的另外的实施例涉及一种振荡器电路,该振荡器电路包括这种DC供电电路和RF元件,RF元件被配置为接收调谐信号并基于调谐信号提供RF输出信号。附图说明
[0006] 将使用附图详细描述本发明的实施例,其中:
[0007] 图1示出根据本发明实施例的振荡器电路,该振荡器电路包括RF元件和根据本发明实施例的DC供电电路;
[0008] 图2示出包括三个不同电压域的常规发射器;
[0009] 图3示出根据本发明实施例的发射器,该发射器包括根据本发明实施例的振荡器电路;
[0010] 图4a示出包括根据本发明实施例的DC供电电路的根据本发明实施例的振荡器电路,该DC供电电路包括低压降(low dropout)调节器;
[0011] 图4b示出在没有连接到DC供电电路的另外的滤波器的情况下由图4a中示出的DC供电电路产生的信号的仿真;
[0012] 图4c示出在另外的片上电容器连接到DC供电电路的情况下来自图4b的信号的仿真;
[0013] 图4d示出在另外的外部电容器连接到DC供电电路的情况下来自图4b的信号的仿真;
[0014] 图5a示出包括根据本发明另一实施例的DC供电电路的根据本发明另一实施例的振荡器电路,该DC供电电路在它的输出包括LC滤波器
[0015] 图5b示出来自图5a中的DC供电电路的LC滤波器的示例性实现方式;
[0016] 图5c示出在没有连接到DC供电电路的另外的电容的情况下在来自图5b的DC供电电路中产生的信号的仿真;
[0017] 图5d示出在另外的外部电容连接到来自图5a的DC供电电路的情况下来自图5c的DC信号的仿真;和
[0018] 图6示出根据本发明实施例的方法的流程图

具体实施方式

[0019] 在使用附图详细描述本发明的实施例之前,要指出的是,相同的元件或在功能上相同的元件被提供有相同的标号并且省略对具有相同标号的元件的重复描述。
[0020] 图1示出根据本发明实施例的振荡器电路100。振荡器电路100包括根据本发明实施例的DC供电电路101。另外,振荡器电路100包括RF元件103。DC供电电路101包括输入105和输出107。DC供电电路101的输出107被配置为把DC供电信号109提供给用于产生RF输出信号111的RF元件103。输入105被配置为接收RF输出信号111。
[0021] 作为例子,产生的DC供电信号109能够具有它的幅度的至多10%、5%或1%的波纹。
[0022] 另外,DC供电电路101被配置为基于接收的RF输出信号111产生DC供电信号109。提供给RF元件103的DC供电信号109由RF元件103使用以产生RF输出信号111。通过具有连接在RF元件103的RF输出113和RF元件103的DC供电输入115之间的DC供电电路101,当与常规系统相比较时能够节省供给电压域(用于DC供电信号109),因为从在振荡器电路100中不论以何种方式产生的RF输出信号111直接获得DC供电信号109。
[0023] 图1示出振荡器电路100的示例性实现方式,其中RF元件103包括电压转换器117和VCO 119(VCO-电压控制振荡器)。电压转换器117被配置为从DC供电电路101接收DC供电信号109。另外,RF元件103被配置为接收调谐信号121,RF元件103根据调谐信号121而提供RF输出信号111。
[0024] 作为例子,调谐信号121能够由MCU 123(MCU-微控制器单元)提供。替代地,调谐信号121能够由ASIC或相频检测器(PFD)提供。MCU 123被配置为接收MCU供给信号125,MCU基于MCU供给信号125把调谐信号121提供给RF元件103。另外,VCO 119被配置为接收VCO供给信号127,VCO 119基于VCO供给信号127提供RF输出信号111。作为例子,考虑位于第一电压域(例如,1.2V)中的MCU供给信号125,调谐信号121局限于这个电压域。因此,调谐信号121不能超过这个1.2V(或甚至不超过1V)。与此相比,VCO供给信号127能够位于第二电压域(例如,3.3V)中并且VCO 119的调谐输入129甚至能够高达6V。因此,如果现在调谐信号121将会被直接施加于VCO 119的调谐输入129,则仅能够使用用于产生RF输出信号111的VCO 119的小的可用频率范围。
[0025] 因此,电压转换器117在MCU 125和VCO 119的调谐输入129之间切换。电压转换器117被配置为接收位于第一电压域中的来自MCU 123的调谐信号121,并且被配置为把另一调谐信号131提供给VCO 119的调谐输入129。电压转换器117被配置为基于DC供电信号109提供所述另一调谐信号131。另外,电压转换器117被配置为提供具有甚至比VCO供给信号
127的最大电压大的最大电压的第三电压域(第三电压域在这个例子中能够高达6V)中的另一调谐信号131。
[0026] 因此,通过具有位于MCU 123和VCO 119之间的电压转换器117,能够使用VCO 119的全调谐范围。
[0027] 作为例子,电压转换器被配置为提供所述另一调谐信号131,以使所述另一调谐信号131跟随调谐信号121的变化。
[0028] 另外,通过具有基于RF输出信号111提供DC供电信号109的根据本发明实施例的DC供电电路101,当与常规系统相比较时能够节省用于产生DC供电信号109的另外的电压调节器,并且甚至节省完整的另外的供给电压域,在常规系统中,对于每个供给电压(用于MCU供电信号125、VCO供电信号127和DC供电信号109),用另外的调节器或供给域。
[0029] 图2示出常规发射器的例子,其中对于RF前端、电平位移器或电荷和MCU/ASIC/PLL而言需要三个不同的电压域。作为例子,考虑在40 nm CMOS中被提供1.2V的MCU。MCU上的DAC(数模转换器)能够被用于调谐RF前端芯片中的VCO。RF前端芯片(Tx)被提供3.3V或2.5V,而它的Vtune端口能够例如高达6V。由于MCU输出不能超过1V,所以需要外部电平位移器以正确地驱动Vtune端口并且使用完整的可用的调谐电容或者略过没用的调谐范围的部分(例如,对于DC耦合变容二极管而言,从1V开始的调谐范围能够是有帮助的)。为了能够调谐高达5V,电平位移器将会需要6V。这意味着:图2中示出的常规系统将会在板上需要至少三个VCC域:1.2V、3.3V和6V。因此,功率管理能够变得非常复杂而昂贵。总之,即使Tx需要较低供给电压,VCO的变容二极管也能够仍然需要较大电压以使完整的调谐范围可用。
[0030] 与图2相比,图3示出利用图1中示出的振荡器电路100的根据本发明实施例的发射器300的实现方式。如在图3中能够看出,供给信号调节器301足以提供MCU供电信号125和VCO供电信号127,因为用于电压转换器117的DC供电信号109由DC供电电路101基于在振荡器电路100中不论以何种方式产生的RF输出信号111提供。
[0031] DC供电电路101能够与RF元件103一起在芯片上被实现为DC/DC转换器。产生的DC供电信号109(由DC供电电路101产生的电压)能够被用于驱动芯片上的电压转换器117。由于它的电流消耗不太大,所以与系统的复杂性相比,效率仍然能够是小问题。另外,通过使用快速fT(快速暂态)技术,DC供电电路101能够工作于(例如)10 GHz,使得滤波更容易。
[0032] 作为例子,电压转换器117包括用于基于接收的DC供电信号109把位于较低电压域中的调谐信号121的电平转换到所述另一调谐信号131的较高电压域的电平位移器或电荷泵
[0033] 图4a示出根据本发明另一实施例的振荡器电路400,振荡器电路400是图1中的振荡器电路100的示例性实现方式。振荡器电路400包括RF元件103和DC供电电路401,DC供电电路401是图1中示出的DC供电电路101的示例性实现方式。
[0034] DC供电电路401包括第一预定标器403、I/Q分频器405和第二预定标器407。另外,DC供电电路401包括第一放大器411a和第二放大器411b。另外,DC供电电路401包括第一整流二极管413a、第二整流二极管413b、第三整流二极管413c和第四整流二极管413d。
[0035] 使用B7HF200工艺(以维持大的反向电压)能够实现整流二极管413a-413d的BC结。作为例子,整流二极管413a-413d能够是聚合二极管。然而,也可使用NPN晶体管、PNP晶体管或MOS二极管。
[0036] 另外,DC供电电路401包括低压降调节器(LDO)415。另外,DC供电电路401包括可选的内部电容417。
[0037] 另外,振荡器电路400包括输出放大器419。DC供电电路401能够可选地耦合到外部电容421。
[0038] 已发现:毫米波长系统(24、77、86、94、122 GHz等)经常在它们的Tx中示出用于对基带中的HF信号进行下转换以用于频率合成的分频器链。这种分频器链能够包括第一预定标器403、I/Q分频器405和第二预定标器407。作为例子,这使得能够大约10 GHz的范围中的频率在这种系统中可用。
[0039] 已发现:这些产生的频率信号能够被整流并用作用于产生用于RF元件103的DC供电信号109的基准。
[0040] 第一预定标器403被配置为接收RF输出信号111并把RF输出信号111的频率除以第一分频器值以获得第一预定标器输出信号423。I/Q分频器405被配置为接收第一预定标器输出信号423并提供第一分频器输出信号425a(例如,同相信号425a)和第二分频器输出信号425b(例如,正交信号425b)。第一分频器输出信号425a和第二分频器输出信号425b之间的相差是90°。
[0041] 第一分频器输出信号425a被提供给第一放大器411a,并且第二分频器输出信号425b被提供给第二放大器411b。
[0042] 第一放大器411a被配置为基于接收的第一分频器输出信号425a提供第一振荡器信号427a和第二振荡器信号427b。第一振荡器信号427a和第二振荡器信号427b具有180°的相差。另外,第二放大器411b被配置为基于第二分频器输出信号425b提供第三振荡器信号427c和第四振荡器信号427d。第三振荡器信号427c和第四振荡器信号427d之间的相差是
180°。因为第一分频器输出信号425a和第二分频器输出信号425b具有90°的相差,所以第一振荡器信号427a和第三振荡器信号427c具有90°的相差,并且第一振荡器信号427a和第四振荡器信号427d具有270°的相差。
[0043] 第一放大器411a和第二放大器411b能够是差分放大器。另外,第一分频器输出信号425a和第二分频器输出信号425b能够是差分信号
[0044] I/Q分频器405提供分频器输出信号425a、425b,以使它们具有50%的占空比。
[0045] 如下面将所述,DC供电电路401被配置为基于四个振荡器信号427a-427d提供DC供电信号109。
[0046] 由于分频器输出信号425a、425b由I/Q分频器405产生并且假设它基于触发器(例如,包括第一存器429a和第二锁存器429b),所以所有的四个相位可用(0°、90°、180°、270°)。这些四个相位能够帮助减小输出DC电平上的波纹。另外,分频器输出信号425a、425b被用于驱动两个放大器或缓冲器411a、411b处于饱和,这可产生大量谐波。但这对于在示出ft,fmax>>10 GHz的技术工艺中实现的芯片而言不是问题。
[0047] 振荡器信号427a被提供给第一整流二极管413a(的阳极或输入),第二振荡器信号427b被提供给第二整流二极管413b(的阳极或输入),第三振荡器信号427c被提供给第三整流二极管413c(的阳极或输入),并且第四振荡器信号427d被提供给第四整流二极管413d(的阳极或输入)。
[0048] 整流二极管413a-413d的阴极(或输出)连接到共同重叠节点431,在共同重叠节点431,振荡器信号427a-427d的整流版本重叠以获得组合信号433。组合信号433能够被进一步滤波以获得DC供电信号109。
[0049] 在图4a中示出的例子中,组合信号433被提供给低压降调节器415,低压降调节器415被配置为基于组合信号433提供DC供电信号109。LDO 415具有两个主要功能,第一,LDO 
415能够减小组合信号433的波纹,或者换句话说,LDO 415能够执行组合信号433的平滑以获得供电信号109。另外,LDO 415能够被配置为降低组合信号433的电压以获得DC供电信号
109。
[0050] 另外,如从图4a能够看出,振荡器电路400能够包括(可选的)片上电容417,片上电容417连接在重叠节点431和振荡器电路400的地电势端子之间。另外,重叠节点431能够另外或替代地耦合到连接在重叠节点431和振荡器电路400的地电势端子之间的(可选的)外部电容421。
[0051] LDO 415以及电容417和421能够被用于降低DC供电信号109的波纹,因为如果未正确滤波,则在DC供电电路401的输出107的波纹能够影响VCO 119的抖动和单边带相位噪声。然而,如果根据本发明的一些实施例不使用LDO 415并且组合信号433被作为DC供电信号
109直接提供给RF元件103以便为(例如,电压转换器117的)运算放大器供电,则这仍然不是问题,因为电压转换器117中的这种运算放大器的带宽能够被选择为远低于由DC供电电路
401产生的杂波。
[0052] 因此,根据本发明的一些实施例,LDO 415可被省略,并且组合信号433可被直接提供给RF元件103。
[0053] 总之,来自功率放大器411a、411b的差分I/Q信号427a-427d耦合到用作整流器的二极管413a-413d。二极管413a-413d的使用相对于使用变压器而言具有这样的优点:不发生能够降低效率的损失。
[0054] 在振荡器电路400启动时,VCO 119将会开始振荡。即使频率不是正好10 GHz,这也不是问题,因为振荡器电路400是宽带的,并且振荡器信号427a-427d之间的相位对准由异步I/Q分频器405保证。
[0055] 作为例子,振荡器信号427a-427d能够被视为LO信号。第一振荡器信号427a能够是LOI信号,并且第二振荡器信号427b能够是LOIX信号。第三振荡器信号427c能够是LOQ信号,并且第四振荡器信号427d能够是LOQX信号。
[0056] 根据本发明的另外的实施例,四个振荡器信号427a-427d的频率相同(至少在振荡器信号427a-427d之一的频率的±1%的公差范围中)。
[0057] 另外,I/Q分频器405能够被配置为提供分频器输出信号425a、425b作为数字信号
[0058] 另外,发射信号111的频率能够(根据调谐信号121)改变。然而,预定标器403能够被配置为提供第一预定标器输出信号423,以使得对于RF输出信号111的不同频率,第一预定标器输出信号423的频率保持恒定。
[0059] 因此,DC供电电路401被配置为提供多个振荡器信号427a-427d,以使得对于接收的RF输出信号111的不同频率,所述多个振荡器信号427a-427d的频率保持恒定。
[0060] 通过独立于RF输出信号111的频率使振荡器信号427a-427d的频率保持恒定,能够独立于RF输出信号111的频率选择用于对振荡器信号427a-427d和/或组合信号433进行滤波的滤波器,并且该滤波器(仅)取决于振荡器信号427a-427d的(固定)频率。总之,RF元件103被配置为接收调谐信号121并基于调谐信号121以及基于DC供电信号109提供RF输出信号111。电压转换器117(电压转换器117能够是电平位移器或电荷泵或者电压转换器117能够至少包括电平位移器或电荷泵)被配置为从DC供电电路401接收DC供电信号109并基于DC供电信号109和调谐信号121把所述另一调谐信号131提供给电压控制振荡器119。电压控制振荡器119被配置为提供RF输出信号111并且基于接收的另一调谐信号131调整RF输出信号
111的频率。
[0061] 调谐信号121的电压范围通常小于所述另一调谐信号131的电压范围。作为例子,调谐信号121的电压范围可以为从0V到1V,其中所述另一调谐信号131的电压范围能够为从0V到6V。因此,能够充分利用电压控制振荡器119的调谐范围。
[0062] 作为例子,所述另一调谐信号131的最大电压能够大于调谐信号121的最大电压。
[0063] 另外,电压控制振荡器119能够被配置为接收不同于由DC供电电路401提供的DC供电信号109的另一供电信号(VCO供给信号127)。
[0064] 另外,DC供电电路401和RF元件103能够被集成在相同的半导体基底上(同一芯片上)。
[0065] 另外,可选的输出放大器419被配置为接收RF输出信号111并提供RF输出信号111的放大版本435。根据本发明的另外的实施例,这个输出放大器419可被省略。
[0066] 另外,第二预定标器407能够被配置为基于第一预定标器输出信号423和/或分频器输出信号425a-425b中的至少一个提供第二预定标器输出信号437。这种第二预定标器输出信号437能够被提供给例如PLL(PLL-锁相环)。
[0067] 放大器411a、411b能够是高速高压装置。
[0068] 另外,放大器411a、411b、整流二极管413a-413d和LDO 415能够形成DC供电电路401的DC/DC转换器,该DC/DC转换器被配置为基于分频器输出信号425a、425b(分频器输出信号425a、425b能够是具有预定偏移的AC信号,以使它们在地电势和I/Q分频器405的最大供给电势之间交替变化)获得DC供电信号109。
[0069] 图4b示出针对没有滤波器连接到重叠节点431的情况(针对电容421、417被省略的情况)的DC供电信号109和四个振荡器信号427a-427d的仿真。
[0070] 能够看出,能够实现大约300mV的DC供电信号109的波纹。另外,由于所有四个相位可用并且在图4b的例子中振荡器信号427a-427d具有10 GHz的频率,所以如果每件事被对准,则第一杂波在40 GHz。40 GHz能够被非常容易而便宜地滤除。在任何情况下,由于40 GHz远超过任何运算放大器带宽,所以它将会被电压转换器117自身的运算放大器滤除。因此,在VCO 119的Vtune端口(调谐输入129)不应看见杂波。甚至在这种情况下,它将会出现在不感兴趣的偏移。
[0071] 图4c示出与图4b中相同的信号的仿真,不同之处在于,内部电容器417连接到重叠节点431并具有17.5pF的电容。如在图4d中能够清楚地看出,这些17.5pF已经足以抑制基频并减少40 GHz信号。因此,所得到的DC供电信号109的波纹仅为大约3.6mV。
[0072] 图4d示出与图4b和图4c中相同的仿真示图,不同之处在于,未使用内部电容,而是外部电容421连接到重叠节点431(例如,具有1μF的电容)。在这种情况下,能够实现仅大约63nV的DC供电信号109的波纹。
[0073] 如果LDO 415由合适的LC滤波器取代,则如结合图5d所示,能够进一步提高这种性能。
[0074] 图5a示出包括根据本发明另一实施例的DC供电电路501的根据本发明另一实施例的振荡器电路500。振荡器电路500是图1中示出的振荡器电路100的另一示例性实现方式。振荡器电路500与图4a中的振荡器电路400的不同之处在于,在它的DC供电电路501中(因此,在它的DC/DC转换器中),LDO 415已由LC滤波器503或输出滤波器503取代。
[0075] DC供电电路501是图1中示出的DC供电电路101的另一示例性实现方式,如已经所描述,DC供电电路501与DC供电电路401的不同之处在于,LDO 415已由LC滤波器503取代。因此,LC滤波器503在重叠节点431接收组合信号433,并执行组合信号433的滤波以在LC滤波器503的输出提供DC供电信号109。
[0076] 由于供电电路501以非常高的频率(例如,以10 GHz)运行,所以供电电路501能够与LC滤波器503一起被放置在相同的芯片上(相同的半导体基底上)。
[0077] 另外,DC供电电路501包括:第一低通滤波器505a,耦合在第一整流二极管413a的阴极和重叠节点431之间;第二低通滤波器505b,耦合在第二整流二极管413b的阴极和重叠节点431之间;第三低通滤波器505c,耦合在第三整流二极管413c的阴极和重叠节点431之间;和第四低通滤波器505d,耦合在第四整流二极管413d的阴极和重叠节点431之间。
[0078] 虽然未在图4a中示出的DC供电电路401中实现图5a中示出的低通滤波器505a-505d,但根据另外的实施例,也可在DC供电电路401中实现低通滤波器505a-505d。
[0079] 低通滤波器505a-505d还改善振荡器信号427a-427d的波纹,因此改善所得到的DC供电信号109的波纹。
[0080] 虽然在图5a中示出的例子中低通滤波器505a-505d是LC滤波器,但也可以是使用RC滤波器的实现方式。然而,使用LC滤波器的实现方式具有较低损失的优点。如已经所描述,在芯片上实现感应性不是问题,因为DC供电电路501以非常高的频率(例如,10 GHz)运行。
[0081] 另外,DC供电电路501包括:第一阻抗元件507a,耦合在第一放大器411a的第一输出和第一整流二极管413a的阳极之间;第二阻抗元件507b,耦合在第一放大器411a的第二输出和第二整流二极管413b的阳极之间;第三阻抗元件507c,耦合在第二放大器411b的第一输出和第三整流二极管413c的阳极之间;和第四阻抗元件507d,耦合在第二放大器411b的第二输出和第四整流二极管413d的阳极之间。
[0082] 另外,DC供电电路501包括:第五阻抗元件509a,耦合在第一整流二极管413a的阳极和DC供电电路501的地电势端子之间;第六阻抗元件509b,耦合在第二整流二极管413b的阳极和地电势端子之间;第七阻抗元件509c,耦合在第三整流二极管413c的阳极和地电势端子之间;和第八阻抗元件509d,耦合在第四整流二极管413d的阳极和地电势端子之间。
[0083] 每个阻抗元件507a-507d、509a-509d具有传输线特性。这些具有传输线特性的阻抗元件507a-507d、509a-509d被用于与整流二极管413a-413d匹配和信号峰化。
[0084] 虽然在图5a中示出的例子中未示出内部电容417,但根据本发明的另外的实施例,DC供电电路501还能够包括连接在重叠节点431和DC供电电路501的地电势端子之间的这种内部电容417。
[0085] 图5b示出LC滤波器503的示例性实现方式。另外,在图5b中,示出耦合到整流二极管413a-413d的阳极的传输线的另一示例性实现方式。在图5b中示出的例子中,替代于具有耦合在整流二极管413a-413d的阳极和地电势端子之间的阻抗元件509a-509d,DC供电电路501包括第一AC耦合阻抗元件511a和第二AC耦合阻抗元件511b。
[0086] 第一AC耦合阻抗元件511a被AC耦合在第一整流二极管413a的阳极和第二整流二极管413b的阳极之间。因此,第一阻抗元件511a被AC耦合在由第一放大器411a以第一振荡器信号427a和第二振荡器信号427b的形式提供的差分振荡器信号之间。
[0087] 另外,第二AC耦合阻抗元件511b被AC耦合在第三整流二极管413c的阳极和第四整流二极管413d的阳极之间。因此,第二AC耦合阻抗元件511b被AC耦合在由第二放大器411b以第三振荡器信号427c和第四振荡器信号427d的形式提供的差分振荡器信号之间。
[0088] 在差分振荡器信号之间的AC耦合阻抗元件511a、511b能够进一步改善所得到的DC供电信号109的波纹。AC耦合阻抗元件511a-511b具有传输线特性。能够选择这种传输线特性,以使其与具有拥有作为振荡器信号427a-427d的频率的整数倍(例如,振荡器信号427a-427d的频率的4倍)的频率的信号的波长的一半的长度的传输线的特性相同。在图5b中示出的例子中,选择AC耦合阻抗元件511a、511b,以使它们的传输线特性与具有拥有40 GHz的频率的信号的波长的一半的长度的传输线相同。如果针对振荡器信号427a-427d的10 GHz的频率对准每件事,则这个40 GHz是发生第一杂波的频率。因此,选择AC耦合阻抗元件511a-
511b以减少不需要的杂波。
[0089] 在下面,将更详细地描述LC滤波器503。
[0090] 如从图5b能够看出,LC滤波器503包括第一低通滤波器513a、第二低通滤波器513b和第三低通滤波器513c的串联连接。然而,根据本发明的另外的实施例,LC滤波器503可包括这种低通滤波器中的至少一个。低通滤波器513a-513c中的每一个由具有传输线特性的阻抗元件实现。
[0091] 选择阻抗元件513a-513c,以使它们的传输线特性中的每一个传输线特性与具有拥有作为振荡器信号427a-427d的频率的四倍的频率的信号的波长的四分之一的长度的传输线的特性相同。作为例子,第一低通滤波器513a或第一阻抗元件513a具有与具有在40 GHz的Λ/4的长度的传输线的特性相同的传输线特性。第二低通滤波器513b或第二阻抗元件513b具有与具有在80 GHz的Λ/4的长度的传输线的特性相同的传输线特性。第三低通滤波器513c或第三阻抗元件513c具有与具有在160 GHz的Λ/4的长度的传输线的特性相同的传输线特性。
[0092] 总之,输出滤波器503包括耦合在输出滤波器503的输入和输出之间的所述多个阻抗元件513a-513c的串联连接。每个阻抗元件513a-513c具有与具有拥有作为振荡器信号427a-427d的频率的2n倍的频率的信号的波长的四分之一的长度的传输线的特性相同的传输线特性,其中n=2,3,4,…,N。选择n,以使它针对输出滤波器503的不同阻抗元件513a-
513c而言是不同的。
[0093] 图5d示出与图4b-4d相同的信号的仿真,但使用如图5b中所示的DC供电电路501的实现方式并具有另外的15pF的内部电容417。由于振荡器信号127a-127d的四个相位存在于DC供电电路501中并且信号在10 GHz运行,所以如果每件事被对准,则第一杂波在40 GHz。由于LC滤波器503,DC供电信号109的波纹仅为5μV。另外,40 GHz远高于能够在用于电平位移的电压转换器117中使用的任何运算放大器带宽。因此,40 GHz被电压转换器117自身中的运算放大器滤除,并且不存在于VCO 119的调谐输入129。因此,能够避免用于提供DC供电信号109的另外的LDO或调节器。
[0094] 图5d示出与图5c中相同的信号的仿真,但具有连接到重叠节点431的1μF外部电容421。这个1μF外部电容421与LC滤波器503一起把DC供电信号109上的波纹(或噪声)减小到仅12pV。
[0095] 尤其当与在没有LC滤波器503的情况下使用外部电容器421的图5c相比时,能够看出,通过结合外部电容器421使用LC滤波器503,能够达到好得多的性能。
[0096] 总之,本发明的实施例使芯片上的电压域可用,这能够使VCO 119的调谐输入129高于VCO 119的供给电压和MCU 123的供给电压。
[0097] 特别地,下一代发射器RF/HF域将会以低功耗作为目标。典型地,低功耗与低电压供给一起进行。因此,还考虑到纳米级CMOS技术中的下一代MCU/ASIC,不破坏调节器和单个系统需要提供的供给电压域将会是有帮助的。由本发明的实施例实现这一点,因为基于由VCO 119提供的RF输出信号111产生DC供电信号109(DC供电信号109用于使来自MCU 123的低电压域的调谐信号121变为在VCO 119的调谐输入129需要的高电压域)。另外,已发现:几个元件(比如第一预定标器403和I/Q分频器405)已经可用于典型振荡器系统中。因此,通过使用振荡器电路中的这些已经可用的单元,能够使基于RF输出信号111获得DC供电信号109所需的另外的电路尽可能少。
[0098] 总之,本发明的一些实施例提供一种具有片上DC/DC转换器的发射器,该片上DC/DC转换器被配置为基于产生的RF输出信号111获得用于产生RF输出信号111的RF元件103的DC供电信号109。
[0099] 图6示出根据本发明实施例的方法600的流程图。
[0100] 用于产生DC供电信号的方法600包括接收RF输出信号的步骤601。
[0101] 另外,方法600包括基于RF输出信号产生DC供电信号的步骤603。
[0102] 另外,这个方法600包括把DC供电信号提供给用于产生RF输出信号的RF元件的步骤605。
[0103] 方法600可由根据本发明实施例的任何DC供电电路或振荡器电路执行。
[0104] 可通过在这里针对设备描述的任何特征和功能对方法600进行补充,并且可使用设备的硬件部件实现方法600。
[0105] 虽然已在设备的情况下描述一些方面,但清楚的是,这些方面也代表对应方法的描述,其中方框或装置对应于方法步骤或方法步骤的特征。类似地,在方法步骤的情况下描述的各方面也代表对应设备的对应方框或项目或特征的描述。方法步骤中的一些或全部可由(或使用)硬件设备(比如例如,微处理器、可编程计算机或电子电路)执行。在一些例子中,最重要的方法步骤中的某一个或更多的方法步骤可由这种设备执行。
[0106] 根据某些实现要求,例子能够被实现为硬件或软件。该实现方式能够使用其上存储了电子可读控制信号的数字存储介质(例如,软盘、DVD、蓝光、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或闪存)来执行,其与可编程计算机系统协作(或者能够与可编程计算机系统协作)从而执行相应的方法。因此,该数字存储介质可以是计算机可读的。
[0107] 一些例子包括一种具有电子可读控制信号的数据载体,电子可读控制信号能够与可编程计算机系统协作从而执行本文描述的方法之一。
[0108] 通常,例子能够实现为一种具有程序代码的计算机程序产品,当计算机程序产品在计算机上运行时,程序代码可操作用于执行方法之一。程序代码可例如存储在机器可读载体上。
[0109] 其它例子包括存储在机器可读载体上的用于执行本文描述的方法之一的计算机程序。
[0110] 换句话说,示例性方法的实现方式因此是一种具有程序代码的计算机程序,当计算机程序在计算机上运行时,程序代码用于执行本文描述的方法之一。
[0111] 示例性方法的另一实现方式因此是一种数据载体(或数字存储介质或计算机可读介质),该数据载体(或数字存储介质或计算机可读介质)包括记录在它上面的用于执行本文描述的方法之一的计算机程序。该数据载体、数字存储介质或记录介质通常是有形的和/或非暂态的。
[0112] 示例性方法的另一实现方式因此是一种代表用于执行本文描述的方法之一的计算机程序的数据流或信号序列。所述数据流或信号序列可例如配置为经数据通信连接(例如,经互联网)传输。
[0113] 另一例子包括一种配置为或适应于执行本文描述的方法之一的处理装置,例如计算机或可编程逻辑装置。
[0114] 另一例子包括一种计算机,该计算机在它上面安装了用于执行本文描述的方法之一的计算机程序。
[0115] 另一例子包括一种配置为把用于执行本文描述的方法之一的计算机程序传输(例如,以电子方式或者以光学方式)到接收器的设备或系统。接收器可例如是计算机、移动装置、存储装置等。该设备或系统可例如包括用于把计算机程序传输到接收器的文件服务器
[0116] 在一些例子中,可编程逻辑装置(例如,现场可编程阵列)可用于执行本文描述的方法的一些或全部功能。在一些例子中,现场可编程门阵列可与微处理器协作以便执行本文描述的方法之一。通常,方法优选地由任何硬件设备执行。
[0117] 上述例子仅是说明性的。应该理解,本文描述的装置和细节的修改和变化对于本领域技术人员而言将会是清楚的。因此,意图是仅由待决的专利权利要求的范围限制而非由经由本文的例子的描述和解释而给出的特定细节限制。
[0118] 虽然每个权利要求仅回引了一个权利要求,但本公开还覆盖权利要求的任何可想到的组合。
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