振荡电路及采用这种振荡电路的装置

振荡电路及采用这种振荡电路的装置

本发明涉及振荡电路、利用它的电子电路利用它们的半导体装置、电子仪器或时钟。

以往，利用晶体振子的振荡电路广泛应用于携带用手表、便携式电话、计算机终端等上。象这样携带型的电子仪器，需要节约电能消耗延长电池寿命。

从节约耗电的角度出发，本发明分析了携带型电子仪器，特别是分析了使用于手表的电子电路的耗电。根据此分析，确认了在半导体衬底上组成的电子电路中，晶体振荡电路比其它电路部分都大大缩小了耗电。也就是说，可以看出在延长电池寿命基础上，可以有效地节减使用于携带型电子仪器的电子电路里的振荡电路的耗电。

在这样的晶体振荡电路中，向信号反向放大器外加电压Vreg，则信号反向放大器的输出会相移180度，反馈输入给栅极。由此，组成信号反向放大器的一对晶体管被驱动交替导通截止，晶体振荡电路的振荡输出逐渐增加，最终，晶体振子会稳定地振荡。

但是，稳定振荡后，能继续振荡是因为补偿了晶体振子的惯性能量的损失部分，所以比起起动时所需的能量少。

又，批量生产时，因信号反向放大器的性能存在偏差，即使同一型号的电路，其稳定振荡所需的能量有时也不同。

不仅如此，在现有的晶体振荡电路中，不论是起动时，还是稳定振荡后，其组成为常以一定电压驱动上述的一对晶体管以交替导通截止。因此，这成了增加整个电路耗电的主要原因。

本发明的目的在于提供一种以少的耗电稳定振荡的晶体振荡电路，利用它的电子电路，利用它们的半导体装置、电子仪器及时钟。

为了达到上述目的，本发明的振荡电路包括信号反向放大器、根据振荡输出而控制上述信号反向放大器的电源电压的电能控制装置。

由此，可以减少稳定振荡时的电路耗电。

上述的电能控制装置形成时最好包括输出多种不同电压的电源电路、根据振荡输出判定供给信号反向放大器的电源电压的最优电压的判定控制装置、根据上述判定结果切换控制由上述电源电路外加给上述信号反向放大器的电源电压的切换控制装置。

由以上的组成，根据振荡电路的振荡输出就可以判定供给信号反向放大器的电源电压的最优值。之后，根据此判定结果，切换控制由电源电路外加给信号反向放大器的电源电压。

由此，即使因任何原因振荡电路的振荡输出有变动或者反向放大器的性能有偏差，也总能向信号反向放大器提供最优电源电压，可以继续稳定振荡和实现低耗电。

而且，较理想的是：上述的电能控制装置包括，各不相同的值上设定逻辑电平、比较上述的振荡输出的电压和上述的逻辑电平而输出脉冲信号的多个反相器；上述的判定控制装置，根据上述的各反相器的输出脉冲信号的值而判定最优电压，并输出电源电压选择指令；上述的切换装置是根据上述的选择指令，而切换控制由电源电路外加给信号反向放大器的电源电压。

由以上的组成，多个反相器比较振荡电路的振荡输出电压和互不相同电压的逻辑电平而输出脉冲信号。

因此，选择指令输出电路，可以根据这些各个反相器输出的脉冲信号的值，判定与振荡输出对应的最优电源电压值，由此，可以切换控制由电源电路外加给信号反向放大器的电源电压为最优值。

而且，上述的电能控制装置理想的情况是，包括设置在给信号反向放大器的电能供给线路上，根据上述多个反相器当中的任何一个的输出而控制开关的电能供给用开关元件。

这样，根据上述多个反向器中任何一个的输出，控制设置在给信号反向放大器供给电能的线路上的开关元件的开关，就可以实现小的耗电；这时，可以根据用于电能供给用开关元件开关控制的反向器的输出脉冲和设在与此不同的逻辑电平上的其它反向器的输出脉冲适当判断振荡电路的振荡状态。

也就是说，通过控制电能供给用开关元件的开关，断续控制供给信号反向放大器的电能，当谋求低耗电时，加长上述电能供给用开关元件的关断区间，而过于缩小电能供给，则振荡状态会不稳定，且，如果闭合区间过长，电能供给过多，从低耗电的角度出发是不理想的。

根据本发明，象这样的间歇式晶体振荡电路，可以根据比较输出电能供给用开关元件的开关控制脉冲信号的反相器的输出和设置在与此不同的逻辑电平上的其它的反相器的输出，可以监视振荡状态，也可以反馈控制、总以合适的电压进行电能供给。

由此，可以实现持续的稳定振荡和低耗电。

又，本发明的振荡电路最好包含在控制上述电源电压时，修正振荡输出的频率变动的振荡输出修正装置。

在半导体衬底上组成的晶体振荡电路，与半导体衬底成为一体的电路的主要部分，通过输入输出端与另设的晶体振子连接的情况较多。因此，为了从通过输入、出端子侵入的外部波动电压保护其上述的主要电路部分，主要电路部分的输入、出端子设有静电保护电路。

但是，如上所述，为了低耗电，如果切换控制外加给信号反向放大器的电源电压，则信号反向放大器的输出阻抗会变化，并且引起上述静电保护电路的寄生电容量的变动，结果产生振荡电路的振荡频率f虽是少量偏移却发生变动的问题。

这样，一旦振荡电路的振荡频率变动，将振荡电路的振荡输出作为基准时钟使用的电子电路例如手表用的电子电路，就会产生不能正确计时的问题。

本发明，在控制外加给信号反向放大器的电源电压时，采用利用振荡输出修正装置修正振荡输出的频率变动的结构。

因此，可以持续稳定振荡、可以使稳定振荡时耗电低，可以得到生成正确的基准时钟的振荡电路。

在这里，上述的振荡输出修正电路最好包括计数振荡频率的分频装置和根据由上述的电源电路外加给信号反向放大器的电源电压的值，对上述分频装置进行分频控制的分频控制装置，并修正伴随电源电压变动而发生的振荡输出的频率变动。

也就是说，通过分频装置输出振荡电路的振荡输出时，分频控制装置根据外加给信号反向放大器的电源电压的值，分频控制装置对上述分频装置进行分频控制，以修正伴随电源电压变动发生的振荡输出的频率变动。

这样，以简单的电路组成修正振荡输出的频率变动，就成为可能。

这里，上述分频控制装置最好是事先设定与上述电源电路输出的多种电源电压对应的分频控制数据，根据与外加给信号反向放大器的电源电压值对应的分频控制数据，对分频装置进行分频控制。

这样，事先设定好与多个电源电压对应的分频控制数据，就可以得到以较简单的电路组成修正振荡输出的频率变动的振荡输出修正电路。

而且，本发明作为上述的晶体振子，最好利用Q值大的晶振。

这样，作为晶体振子，因利用了表示机械振荡容易的Q值大的晶振，则稳定振荡后，就更可以减小耗电，维持稳定的振荡状态。

本发明的电子电路的特征在于具有上述的振荡电路。

本发明的半导体装置特征在于包括上述的振荡电路或者电子电路而组成。

本发明的电子仪器特征在于包括上述的振荡电路或者电子电路而组成。

由此，可以减少如便携式电话、携带型计算机终端等电子仪器的耗电，也可以缩小机内电池、蓄电池等2次电池的耗电。

本发明的时钟特征在于包括上述的振荡电路或者电子电路而组成。

由此，可以实现耗电小的时钟，其结果，可以使使用的电池更小，从而实现整个时钟的小型化，使用同一容量的电池时，可以延长电池的寿命。

附图说明

图1是有关本发明的晶体振荡电路第一实施例的电路图；图2是示于图1电路的时序图；图3是本发明的第2实施例的电路图；图4是示于图3的实施例的时序图。

下面，根据附图详细说明本发明的优选实施例。

第1实施例图1表示本发明优选的第1实施例的晶体振荡电路，图2表示其时序图。本实施例的晶体振荡电路是用于石英手表的晶体振荡电路，其电路的主要部分形成于半导体衬底上。

本实施例的晶体振荡电路包括信号反向放大器20和构成反馈电路的晶体振子10及电阻14。上述的反馈电路，除了晶体振子10及电阻14外，还包括补偿相移的电容16、18，且把信号反向放大器20的输出VD(t)作为相移180度的栅极信号反馈输入给信号反向放大器20。

上述的信号反向放大器20与第1电位和比它低的电压的第2电位连接，根据两电位的电位差接收电能并被驱动。这里，上述的第一电位设定为地电位VDD，第2电位设定为由电能控制电路60选择供给的负电源电压Vreg。

上述的信号反向放大器20包括第1电路22和第2电路24。

上述的第1电路22包括了作为第1半导体开关元件作用的P型场效应晶体管26。这个晶体管26，其源极、漏极分别连接在地、输出端子上，其栅极上外加有反馈信号VG(t)。

上述的第2电路24是包括了作为第2半导体开关元件的N型场效应晶体管28而组成。这个晶体管28，其源极，漏极分别连接在由电能控制电路60供给的负电源电压Vreg、输出端子上(在这里连接于晶体管26的漏极)，其栅极外加有上述反馈信号VG(t)。

本实施例的晶体振荡电路，因使供给信号反向放大器20的电能同其输出VD(t)同步而进行开关控制，所以包括了作为供给电能用的开关元件起作用的场效应晶体管40和根据信号反向放大器20的输出VD(t)，向晶体管40的栅极外加开关控制信号100的反相器64。

上述的晶体管40，由P型场效应晶体管构成，其源极连接于地电位VDD，其漏极连接于晶体管26的源极。

上述反相器64，如图2的时序图所示，作为信号S1输入的漏极输出电压VD(t)，超过逻辑电平VGL2则输出L电平，低于该逻辑电平则输出H电平的脉冲信号S3。这个输出S3，作为开关控制信号100外加给供给电能用的晶体管40的栅极，由此，使供给电能用的晶体管40同信号反向放大器20的输出VD(t)同步，进行开关控制。由此，供给电能用晶体管40，在t期间被控制为导通，向信号反向放大器20进行电能供给，t′的期间则被控制为关断，停止上述的电能供给。

这样，按本实施例的晶体振荡电路，可以对给信号反向放大器的供给电能进行开关控制，减少耗电。

特别是按本实施例，因利用信号反向放大器20的输出VD(t)，生成开关控制信号100，自动并以适当的占空比开关控制电能供给，可以减少耗电。

这里，上述晶体振子最好采用表示机械振荡容易的Q值大的晶体。由此，晶体振子10的惯性(自由振荡)变大，即使间歇驱动信号反向放大器20，也可以维持更稳定的振荡。

又，本实施例中，构成信号反向放大器20的上述各晶体管26、28采用的是增强型场效应管而组成，且其临界电压设定为较小的值。由此，可以缩小稳定驱动信号反向放大器所需的电源电压Vreg的绝对值，从这一点上也可以节减耗电。

尚且，如果缩小上述晶体管26、28的临界电压，虽说是增强型的场效应管，但其关断控制时的漏泄电流值也很大。为了解决上述问题，在本实施例中，利用了阈值电压高的电能供给用场效应晶体管40，由此可以可靠减少上述的关断漏泄电流。

由此，可以利用低电源电压Vreg驱动信号反向放大器20，且可确实减少关断漏泄电路，所以耗电可以更少、晶体振荡电路可以稳定振荡。并且，作为上述电能供给用开关元件使用的晶体管40，因减小导通电阻可减少电压下降，所以最好在允许范围内采用性能高的晶体管。

又，本实施例的晶体振荡电路，设有切断信号反向放大器20的输出的关断用开关元件30。

例如在图1所示的电路中，在晶体管40关断控制时，组成信号反向放大器20的晶体管28导通，晶体振子10被拉为L电平(Vreg电平)的电位，则有时振荡会被抑制。

于是，在本实施例中所采用的结构是，反向放大器20的输出端设有关断用开关元件30，晶体管40关断控制时，这个关断输出用的开关元件30也被控制为关断。这样，在晶体管40关断时，晶体振子10就可以从信号反向放大器20的电路脱离而自由振荡。

其结果，按本实施例的晶体振荡电路，当开关40控制的信号反向放大器20间歇驱动时，就可以使振荡电路更加稳定地工作。这里，作为上述的关断输出用的开关元件30，最好采用如传输门电路等。

还有，本实施例的电能控制电路60，根据信号反向放大器20的输出电压VD(t)的值，从互不相同的多个电源电压Vreg1、Vreg2、…Vreg4中选择合适的电源电压Vreg，外加给信号反向放大器20，据此，可以持续稳定振荡并耗电低。

以下说明其组成。

本实施例的电能控制电路60包括输出互不相同的多个电压Vreg1，Vreg2，…Vreg4的电源电压发生电路66、选择任意一个电源电压Vreg输出的多路转换器82、反相器64、62、根据上述各个反相器64、62的输出S3、S4，判断电路的振荡状态，控制多路转换器82选择的电源电压的判定控制装置68。

多路转换器82选择的电源电压(图中表示为信号S13)外加给信号反向放大器20(这里是晶体管28的源极端)。

又，信号反向放大器20的输出VD(t)，分别作为信号S1、S2输入给反相器64、反相器62。

上述反相器64，如图2中的时序图所示，在上述的漏极输出电压VD(t)超过规定的逻辑电平VG12时则输出L电平，低于其逻辑电平则输出H电平的脉冲信号S3。这个输出S3是输入于计数器72的CK(时钟)端子的同时，作为开关控制信号100外加给晶体管40的栅极。

上述反相器62，逻辑电平VGL1设定为Vreg/2如图2所示，在作为信号S2输入的漏极输出VD(t)超出上述的逻辑电平VGL1时则输出L电平，低于逻辑电平，则输出H电平的脉冲信号S4输入给计数器70的CK端子。

上述的判定控制装置68，根据输入的这些脉冲信号S3、S4控制多路转换器82，以选择适应于由信号反向放大器20输出的漏极输出VD(t)的电压，将选择的电源电压Vreg外加给信号反向放大器20。

这样，外加给信号反向放大器20的电源电压Vreg的值，可以控制在持续稳定振荡所需的最低电压上。

以下，说明这个电能控制装置电路60的详细构成。

上述的判定控制部68包括上述的计数器70、72、一致检测电路74、逻辑门75、76、77，升降计数器80等。

上述的计数器70、72的复位端R及逻辑门76、77的一个端子上输入有作为信号S11的升降时钟信号。这个升降时钟，在振荡输出的4个周期里以一周的比例输出H电平信号。

又，对上述的逻辑门75输入周期时钟信号S12。这个信号S12在振荡输出6个周期里以一周的比例输出H电平信号。

下面，利用示于图2的时序图，来说明电能控制装置电路60的工作原理。

首先，信号反向放大器20的漏极输出VD(t)作为信号S1、S2，输入给反相器64、反相器62时，则每当这个信号S1超过逻辑电平VGL2，反相器64就输出L电平的脉冲信号S3；每当输入信号S2超过规定的逻辑电平(Vreg2)时反相器62就输出L电平的脉冲信号S4。

判定控制装置68则比较两个脉冲信号S3、S4，判别振荡电路的振荡状态，切换控制多路转换器82选择的电源电压Vreg。

具体地讲，反相器62的输出脉冲S4用计数器70计数，反相器64的输出脉冲S3用计数器72计数，而表示两计数器70、72的计数值的信号S5、S6、S7、S8向一致检测电路74输入。且，两计数器70、72的计数值被以4周期输出一周期的比例的升降时钟信号S11周期复位。

一致检测电路74，当两计数器70、72的计数值一致时输出H电平的一致检测信号S9，不一致时输出不一致检测信号S9。

这个一致检测电路74的输出S9作为打开逻辑门77、76、75的逻辑门信号起作用，当输出S9为H电平时，周期时钟S12为H电平的条件下，把升降时钟S11输入给升降计数器80的降计数端子DK，当输出S9为L电平时，升降时钟S11输入给升降计数器80的升计数端子UK。

升降计数器80根据输入给计数端子UK的信号进行升计数工作，根据输入给降计数端子DK的信号而进行降计数工作。其计数值Q0、Q1作为电源电压的控制信号S14输入给多路选择器82的控制信号输入端A、B。这里，升降计数器80的输出取“00”，“01”、“10”、“11”等4个状态，与这些各个状态对应，多路选择器82从4种电源电压中选择一种，作为信号反向放大器20的电源电压Vreg输出。

本实施例的一致检测电路74，反相器64的输出脉冲S4的值比起反相器62的输出脉冲S3的值少时，判断为振荡不稳定，只打开逻辑门77，把升降时钟S11输入给升降计数器80的升计数端子UK。结果，升降计数器80的输出Q0、Q1，控制多路选择器82使之选择比现在高一个级别的电源电压Vreg。由此，信号反向放大器20输出的漏极输出VD(t)电压增大，就可以维持稳定的振荡。

又，一致检测电路74，当两计数器70、72的计数值一致时，也就是说两反相器62、64的输出脉冲数相同时，判定为稳定振荡，关闭逻辑门77，打开逻辑门76。由此，周期时钟S12为H电平时打开逻辑门75，使升降时钟信号S11输入给升降计数器80的降计数端子DK。其结果，升降计数器80的输出Q0、Q1控制多路选择器，使之选择比现在低1个级别的电源电压Vreg。由此，外加给信号反向放大器20的电源电压会减少，就可以实现低耗电。

这样，因采用了适应信号反向放大器20输出的漏极输出VD(t)的电压而选择电源电压的结构，就可以控制晶振电路总保持适当的电能供给。

尤其是，按本实施例，即使批量生产时信号反向放大器的性能(电流放大率、临界电压)有偏差，也可以不受它的影响，进行最优的电能供给控制，实现低耗电。

也就是说，当信号反向放大器20的性能高时，电源电压Vreg设定为低值。这时因信号反向放大器20的性能高，其振荡稳定度很高。因此，即使缩小电源的电能供给，也可以持续稳定振荡、实现低耗电。

又，信号反向放大器20的性能弱时，电源电压Vreg设定为高值。由此，利用性能差的信号反向放大器20时，也可以进行充分的电能供给，提高振荡稳定度。

第2实施例图3示有本发明晶体振荡电路第2实施例，图4示有其时序图。且与上述第1实施例对应的元件，附同样的标号，略去说明。

本实施例的特征在于为了修正切换控制外加给信号反向放大器20的电源电压Vreg时发生的振荡输出的频率变动，设置了振荡输出修正电路90。

这个振荡输出修正电路90，包括对通过反相器62输出的振荡输出S4的频率fs分频输出的分频电路92，根据由电能控制电路60外加给信号反向放大器20的电源电压Vreg的值，对上述分频电路92进行分频控制的存储电路94及译码器96。这里，存储电路94或译码器96作为分频控制装置起作用。

也就是说，外加给晶振电路的电源电压一旦变化，则信号反向放大器20的输出阻抗或其栅极、漏极端子附加的静电保护电路的寄生电容量会变化。

具体地讲，电源电压Vreg变高时，则信号反向放大器20的输出阻抗变小，静电保护电路的寄生电容量变小，结果，振荡电路的振荡频率fs变高。

反过来，电源电压Vreg变低时，完成与上述相反的过程，振荡电路的振荡频率fs变低。

本实施例的晶振电路，因其基准振频fs被设定为fs＝32768Hz，需要修正频偏，以便即使上述的电源电压Vreg有变动，也不使振荡频率偏离基准振荡频率。

特别是当把晶振电路利用于时钟等为了获取基准振荡频率时，象这样修正频偏是极为重要的。

本实施例的特征在于通过电能控制电路60的切换控制，电源电压Vreg的值产生变动时，不是调整其振荡电路的振荡频率本身，而是利用下一级的分频电路92，修正被分频的信号(16Khz以下的信号)。

具体而言，电源电压Vreg升高时，将下级的分频电路92所分频的信号向减少方向修正；电源电压Vreg降低时，将分频信号向增加方向修正。

以下，说明其具体组成。

首先，通过反相器62输出的振荡输出S4输入给分频电路92的CK端子。由此，分频电路92对振荡输出S4的基准振荡频率fs分频，再把其分频输出向其它电路输出。

图4，表示的是通常进行分频工作时，1/2分频输出，1/4分频输出，1/8分频输出作为F16K、F8K、F4K等信号的情况。

本实施例中，利用分频电路92的频偏修正利用被称为所谓逻辑缓急(原文：論理缓急)的公知方法进行。

上述分频电路92，除上述1/2，1/4，1/8的各个分频工作外，最终是为了获取1Hz的信号而进行分频工作，这里为了说明简便，把上述的1/2，1/4，1/8的3个分频工作和与此对应利用其逻辑缓急方法进行频偏修正处理的情况作为例子说明。

在上述分频电路92中，为了对上述的逻辑缓急进行频偏修正，设有1/2、1/4分频的置位端子S′1、S′2和1/8分频功能用的复位端子R3。当向频率的前进方向修正时，可以向最上位的复位端子R3输入复位信号“0”；而向其后退方向修正时，可以向最上面的复位端子R3输入复位信号“1”。这样，其正偏量或者负偏量可以作为与各自的修正量对应的置位信号输入给下位的置位端子S′2、S′1。

本实施例中，电源电压发生电路66输出4种电源电压Vreg1、Vreg2、…Vreg4；有选择地作为信号反向放大器20的电源电压而使之后由分频电路92来进行与这4种电压值对应的前进或后退的频率修正。

在上述的存储电路94中，事先存储有作为分频控制数据的与上述四种电源电压对应的频率修正量。解码器96根据来自升降计数器80输出的电源电压控制指令S14，读出与所选择输出的电源电压Vreg对应的分频控制数据，将其作为分频控制信号S30向分频电路92的各端子S′1、S′2、R3输出。

即上述存储电路94在以图3所示的电路作为形成于半导体衬底上的IC电路的工艺中，预先存储了所述的分频控制数据。具体地讲，检查IC时，IC设为试验模式状态，顺次切换外加给信号反向放大器的四种电源电压Vreg1、Vreg2…Vreg4时，测定发生的振荡频率fs。这样，对基准振荡频率32768Hz，可以把握发生多大程度的频偏。

这样，向存储电路94写入并存储用于修正这个振荡频偏量数据的分频控制数据。特别是，IC检查时进行这样的测定，向存储电路94写入与此对应的分频控制数据，据此，IC批量生产时，就可以与晶振电路的各个常数的偏差相适应，从分频电路92输出正确的基准信号。

这里，4种电源电压由升降计数器80作为S14输出的Q0、Q1的2比特数据指定。

所以，与这2比特数据指定的4种电源电压对应的分频控制数据，作为供给分频电路92的各端子S′1、S′2、R3的3比特数据，分别存储在存储电路94中。且该存储电路94，可以根据需要，利用如EEPROM、FUSE断开型的存储器、EPROM、DROM、DRAM、SRAM、闪速存储器、强电介质存储器等而形成。

又，上述译码器96，输入有决定频率修正周期的信号S20。在本实施例，作为这个信号S20，以振荡频率的规定周期比1的比例输入脉冲a，b…。

译码器96，同步于信号S20，从存储电路94读出与电源电压对应的分频控制数据，把它作为分频控制信号S30输出。

例如，如图4所示，分频电路92进行分频时，在a的时间构成信号S20的脉冲被输入时，则译码器96在该时间从存储电路94读出对应于电源电压的分频控制数据并向分频电路92输出。这里，S′1＝1，S′2＝1、R3＝1的信号作为分频控制信号输出。

由此，如图中虚线所示，本来应成为0、0、1的分频电路92的各分频输出F16K、F8K、F4K，如图中实线所示，成为1、1、0，各分频输出向振荡频率32KHz延迟一周期的方向修正。这里，判断为电源电压高，振荡频率也变高、分频电路92向频率减少方向修正。

又，决定修正周期的信号S20。在b的时间输入给译码器96时，则这里作为与电源电压对应的分频控制信S30输出S′1＝1、S′2＝0、R3＝0的信号。

这样，如原虚线所示的进行分频工作的分频电路92，把进行如图中实线所示的分频工作的1/2分频输出F16K，向振荡频率32KHz前进一个周期方向修正。在此，判断为电源电压低，振荡频率也低，分频电路92向频率前进方向修正。

这样，按本实施例的振荡输出修正电路90，通过切换控制信号反向放大器20的电源电压，利用分频电路92修正所发生的频偏，就可以用简单的电路生成正确的基准频率。

且，本发明不局限于上述的各实施例，可以在本发明的宗旨范围内变形实施。

例如，在上述的实施例中，是就构成信号反向放大器20的第1、第2电路22、24，分别采用1个晶体管26、28而构成的情况，作为例子进行了说明，但根据需要，可以不破坏第1、第2电路22、24的功能，组合上述以外的元件来组成电路。

又，在上述的实施例中，作为振荡输出修正装置，是以利用逻辑缓急方式的修正电路90作为例子进行了说明，但本发明不限于此，根据需要也可以采用其它的修正装置。

例如，也可以可变控制补偿振荡电路相移的电容容量，来修正振荡频率本身。

具体地讲，几个修正振荡频率用的电容设置在IC内部，使之与接在晶体振荡电路栅极上的补偿相移的电容18并列连接。

于是，根据晶体振荡电路的电源电压Vreg，由容量选择电路选择上述修正振荡频率的电容，与上述的电容18并列连接。由此，使晶体振荡电路相移的栅极电容成为可变，就可以修正振荡频率。

特别是象这样的补偿相移用的电容容量控制，最好不针对漏极电容16，而是针对栅极电容18进行。如果改变漏极电容量，只能微调振荡频率，且对振荡电路的消耗电流有大的影响。与此相反，如果改变栅极容量，不太影响振荡电路的消耗电流，且可以大幅调整振荡频率本身。尤其，振荡电路的电源电压变化时，振荡频率变动很大，因此，最好可变地控制栅极电容量。

且，对上述电源电压Vreg对应的振荡频率的修正量(连接容量值)的选择，与逻辑缓急方式相同，最好在制造IC时就进行。

又，本实施例，是以将晶体振荡电路用于手表的电子电路为例子作了说明，但本发明并不限于此，其它用途，如便携式电话机、携带用计算机终端或者其它携带型仪器等，受电源容量制约的携带用电子仪器上广泛应用时，都有极好的效果。