用于确定与物体的距离的方法和装置 |
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| 申请号 | CN200980103852.0 | 申请日 | 2009-01-27 | 公开(公告)号 | CN101932953B | 公开(公告)日 | 2013-05-22 |
| 申请人 | 法罗技术股份有限公司; | 发明人 | 马丁·奥西格; 菲利普·舒曼; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及一种用于确定到物体(20)的距离(d)的方法，所述方法包括以下步骤：通过光发射器(12)发射发射光束(18)，通过 光接收器 (14)接收接收光束(24)，通过发射光束(18)在物体(20)上的反射产生接收光束(24)，以及使用发射和接收光束(18，24)的行进时间确定距离(d)，以矩形 波形 调制 信号 (66；74)对发射光束(18)进行幅度调制，并且调制信号(66；74)具有在多个组(76；76′)中出现的多个矩形脉冲(68；68′)。根据本发明的方法的特征在于组(76；76′)在相对于彼此变化的间隔(PA)中出现且具有变化数目的矩形脉冲(68；68′)。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用于确定与物体(20)的距离(d)的方法，包括以下步骤： |
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| 说明书全文 | 用于确定与物体的距离的方法和装置技术领域背景技术[0002] 从DE 198 11 550 A1已知该类型的方法和装置。通过具有不同频率的三个调制信号的叠加产生(组合的)调制信号。从DE 40 27 990 C1已知另一方法和装置，其中调制信号具有在多个组中出现的多个矩形脉冲。 [0003] 本发明特别地涉及所谓的激光扫描器，该激光扫描器被设计为三维地测量空间区域和/或物体。例如在DE 103 61 870A1中描述了这种激光扫描器。该已知的激光扫描器具有可以围绕垂直轴旋转的测量头。该测量头包含可以围绕水平轴旋转的转子。转子发射发射光束并接收从物体反射的接收光束。(本发明含义内的反射不一定需要是全反射，而是还可以是发射的光束的漫反射或散射)。根据发射光束和接收光束的传播时间确定测量头和物体之间的距离。转子和测量头的旋转使得有可能以360°的方位角和约270°的仰角移动发射光束。以这种方式，有可能测量已知激光扫描器周围的实际整个空间。针对这种激光扫描器的典型应用例如是建筑物(内部和/或外部)、隧道的测量，或者诸如船体的大物体的测量。 [0004] 可以以各种方式确定发射和接收光束的传播时间。在原理上，在脉冲传播时间方法和CW(连续波)方法之间有区别。在脉冲传播时间方法中，发射光束针对每个测量操作仅包含短发射脉冲。测量直到反射的脉冲到达接收器的时间。在CW方法中，发射(至少基本上)连续的发射光束，且基于发射和接收光束之间的相移确定传播时间。在这种情况下，一般借助于调制信号对发射光束进行幅度调制，且发射和接收的光束中的调制信号的相移用于确定传播时间。调制频率越高，则在此可以越准确地确定距离。然而，随着调制频率增加，明确性(unambiguity)范围减小；这是因为在360°的相位周期后，发射和接收光束之间的相移重复。 [0005] 因此导言中引用的DE 40 27 990 C1提出了根据CW方法的具有调制的发射光束的距离测量装置，其中以矩形波形调制信号对发射光束进行幅度调制，该矩形波形调制信号具有第一相对高的调制频率，且其中在特定数目的调制信号周期之后，中断所述发射光束相对长的时间段。该中断可以被理解为幅度调制，其中第二调制信号具有第二较低的调制频率。换句话说，以第一较高的和第二较低的调制频率对在这种情况下的发射光束进行幅度调制，其中两个不同的调制频率确定明确性范围。后者显著地大于当仅使用一个调制频率时。 [0006] 在DE 43 03 804 A1中，就在整个信号周期的持续时间范围内平均的发射光强度被以第二较低的调制频率的幅度调制减小来说，根据DE 40 27 990 C1的方法被认为是不利的。据说这导致信号/噪声比的减小且因此具有如下效果：不再可以测量具有低反射率的物体。为了避免该不利，DE 43 03 804 A1提出以第一较高和第二较低的调制频率交替地调制发射光束，也就是说，在每个情况下，在每个时间间隔中仅以两个调制频率中的一个来调制发射光束。然而，由于每个物体需要测量两次，所以该方法导致延长的测量时间。由于然后仅可以相对慢地旋转发射光束，因此特别是在激光扫描器的情况下，该较高的测量时间是不利的。 发明内容[0007] 针对该背景，本发明的目的是详细说明导言中提及类型的方法和装置，其中可用的光功率被最佳地利用以获得大信号/噪声比，且该方法和装置还提供高测量准确度以及大明确性范围。 [0008] 根据本发明，通过具有权利要求1的特征的方法和具有权利要求10的特征的装置实现该目的。 [0009] 借助于数字电路生成作为二进制矩形波形调制信号的矩形波形调制信号，而表示三个调制信号的值表和/或计算说明存储在该数字电路中，并且数字电路通过该值表和/或计算说明生成二进制脉冲序列，其作为二进制矩形波形调制信号被给送到光发射器。 [0010] 该配置使得能够非常简单和有成本效益地实现新颖的方法和新颖的装置。此外，该配置中的组合调制信号可以非常灵活地变化并且被适配于不同的环境和/或测量任务。要组合的调制信号和组合的调制信号可被数字地提供作为0-1序列。 [0011] 该新颖的方法和新颖的装置进一步基于根据CW方法的传播时间测量的原理，也就是说，基于接收光束中的调制信号相对于发射光束中的调制信号的相移确定传播时间。而且，该新颖的方法和新颖的装置使用矩形波形调制信号，以该矩形波形调制信号对发射光束进行幅度调制。尽管导言中提及的DE 40 27 990 C1已针对发射光束的幅度调制考虑了矩形波形调制信号，但相反实际中通常使用正弦调制信号。矩形波形调制信号相对于正弦调制信号具有如下优点：给定相同的信号幅度(脉冲峰值)和相同的调制频率，该调制信号在其各个最大值保持更长。换句话说，对于矩形波形调制信号情况下的边缘上升“浪费”较少的光功率。因此，使用矩形波形调制信号比使用相对比的正弦调制信号实现更高的信号/噪声比。利用矩形波形调制信号可以显著地更好地利用可用的光功率。 [0012] 与根据DE 40 27 990 C1的方法相对照，根据新颖方法的以矩形波形调制的发射光束不仅被周期性地抑制，而且，该调制信号自身还以如下方式被调制：使得矩形脉冲在相对于彼此时间上变化的间隔处发生且具有变化数目的脉冲。在特别优选的示例实施例中，调制信号是二进制矩形信号(以数字0-1序列的方式)，其中单独的矩形脉冲以变化的传号空号比(mark-space ratio)和变化的脉冲聚类而发生。在其它示例实施例中，矩形脉冲可以是非二进制矩形波形调制信号的脉冲峰值，例如四进制矩形波形信号的脉冲峰值。在优选的示例实施例中，以如下方式分布调制信号的矩形脉冲：使得优选地根据周期性再现的图案将调制信号自身频率调制到精确。 [0013] 在该连接处应指出，实际上矩形信号从不会有精确的矩形波形，这是因为实际电路中不可避免的带宽限制和过冲总是导致与理想矩形的偏离。然而，一般地以下成立：调制信号与理想矩形信号越接近，则本发明的方法和装置中的发光效率越好。 [0014] 根据新颖方法和新颖装置，以如下调制信号调制发射光束的幅度：由于其自身变化的属性，该调制信号包括多个不同的调制频率。该多个不同的调制频率不仅仅包括每个矩形波形信号由于傅里叶关系而自身包括的多个谐波倍数。除了矩形信号的谐波倍数之外，新颖的调制信号包括多个不同的调制频率，其特别地低于矩形波形信号的一次谐波。因此，新颖的调制信号是可以连续地驱动光发射器的组合调制信号。优选地至少几乎同时地估计新颖调制信号中包含的不同调制频率，使得在原理上一个测量操作满足每个距离测量。由于组合调制信号中包含的高调制频率，可以以高测量准确度确定距离。另一方面，由于变化的脉冲组，调制信号还包含较低的调制频率，进一步使得获得大的明确性范围。 [0015] 而且，已发现利用新颖调制信号比利用相对比的组合正弦信号可以显著地更好地利用可用的光功率。因此，完全实现了上述目的。 [0016] 在本发明的优选配置中，时间间隔周期性地变化。 [0017] 在该配置中，矩形脉冲组之间的时间间隔根据周期性重复的图案而变得更长和更短。周期性变化的时间间隔导致矩形波形调制信号中的调制频率，该频率与矩形波形调制信号的基频相比较低。低的调制频率使得能够实现大的明确性范围。而且，由于脉冲组之间的“暂停”，该配置实现了给定相同的平均光功率时光发射器的更高的峰值负载，这导致信号/噪声比的进一步改进。 [0018] 在另一配置中，每组矩形脉冲的数目周期性地变化。 [0019] 该配置提供了组合的调制信号中的另一“低”调制频率，且其可以从而导致明确性范围的进一步扩大。该配置与在前配置的组合是特别有利的，其中周期性变化的间隔和每组的周期性变化的矩形脉冲数目以相同的周期出现。在这种情况下，矩形脉冲组之间的较大的时间间隔由每组较小数目的矩形脉冲产生。该配置简化了实际实现，且使得能够非常好地利用可用的光功率。 [0020] 在另一配置中，通过相加具有第一调制频率的第一矩形波形调制信号和具有第二调制频率的第二矩形波形调制信号来生成调制信号，其中第一调制频率相对于第二调制频率较大。优选地，第一调制频率至少是第二调制频率的五倍。 [0021] 该配置使得能够非常简单和有成本效益地生成新颖的调制信号，且从而简单和有成本效益地实现新颖的装置。而且，第一和第二调制信号的相加与原理上同样地可设想的乘法相比，减小了调制信号中不需要的“第二频率”的数目。因此，可用的光功率更大程度地集中于可用和使用的调制频率上。 [0022] 在另一配置中，具有第三调制频率的第三矩形波形调制信号被加到第一和第二矩形波形调制信号，其中第二和第三调制频率彼此不同，且其中第一调制频率相对于第三调制频率也较大。如果第二和第三调制频率几乎相同或相近，则这是特别有利的。 [0023] 在该配置中，第二和第三调制频率之间的差显著地小于第二和第一调制频率之间的差或第三和第一调制频率之间的差。在优选的示例实施例中，第一调制频率是约125MHz，第二调制频率是约15MHz，且第三调制频率约为13MHz。 [0024] 该配置具有如下优点：第三调制频率可用于信号估计，从而可以进一步扩大明确性范围。如在优选的示例实施例中，如果第二和第三调制频率彼此相对接近则是特别有利的，这是因为在这种情况下出现差拍(beat)，其频率对应于第二和第三调制频率之间的差。该差与调制信号的实际频率相比非常小。因此，明确性范围可以被扩大到非常大的程度，而不需要使得低差拍频率分离可用。在该配置中，可以显著地简化新颖装置的单独电路组件的选择和调谐。 [0025] 在另一配置中，第二和第三调制信号具有相同的脉冲幅度。 [0026] 该配置简化了信号估计并导致进一步改进的发光效率。如果第二和第三调制频率彼此靠近使得差拍频率可用于信号估计，则是特别有利的。 [0027] 在另一配置中，第一调制信号具有比第二调制信号更大的脉冲幅度。在特别优选的示例实施例中，第一调制信号的脉冲幅度大约是第二或第三调制信号的脉冲幅度的2倍，其中后者是相同的。 [0028] 该配置有助于扩大组合调制信号中的矩形脉冲组之间的时间间隔，这初看起来导致发射光束的平均发送功率的减小。然而在该情况下，操作光发射器的脉冲或峰值功率有利地增加。由于矩形脉冲组之间的较大间隔，因此这在不破坏光发射器的情况下是可能的，且有助于再次增加有用信号中的信号/噪声比。 [0029] 在另一配置中，调制信号的所有矩形脉冲具有至少基本上相同的脉冲幅度。 [0030] 在该配置中，组合的调制信号是诸如在数字技术领域通常用于0-1序列的表示的二进制信号。作为替代，组合的调制信号可以是具有多个(n＞2)脉冲幅度值的矩形波形信号。借助于数字电路非常简单和有效地生成组合的调制信号，在这种情况下，要组合的调制信号和组合的调制信号被数字地提供作为0-1序列。而且，可以以同样有助于可用光功率的最佳利用的每个脉冲来利用发射光束的最大幅度。借助于数字电路生成作为二进制矩形波形调制信号的矩形波形调制信号。 [0031] 该配置使得能够非常简单和有成本效益地实现新颖的方法和新颖的装置。而且，该配置中的组合调制信号可以被非常灵活地改变且被适配于不同的环境和/或测量任务。 [0032] 在另一配置中，基于发射光束和接收光束中的调制信号的相位差确定发射和接收光束的传播时间，其中在光发射器处测量发射光束中的调制信号的相位角。 [0033] 在该配置中(其本质上也是有创造性的)，度量地确定发射光束中的调制信号的相位角，且使用该相位作为用于确定传播时间的参考。换句话说，在此在发射光束中瞬时存在的相位角用于确定传播时间。在这种情况下，如果光发射器包括激光二极管且如果测量流过激光二极管的控制电流的相位角，则这是特别优选的。可以以简单的方式确定控制电流的相位角，且其以高准确度表示发射光束中的调制信号的实际瞬时相位角。该配置使得实现非常高的测量准确度，这是因为从距离确定中消除了光发射器的区域中的相位漂移。 [0035] 在附图中示出了本发明的示例实施例，且在以下描述中更详细地说明该示例实施例。在附图中： [0036] 图1示出了根据本发明优选示例实施例的激光扫描器， [0037] 图2示出了根据图1的激光扫描器可以采用的多个调制信号的简化图示，[0038] 图3示出了调制信号的优选示例实施例，以及 [0039] 图4示出了来自图3的调制信号的频谱。 具体实施方式[0040] 在图1中，以附图标记10整体指定激光扫描器。激光扫描器10是根据本发明的装置的优选示例实施例。然而，还可以在其他设备中采用新颖的装置和新颖的方法，其中借助于发射光束和接收光束确定与物体的距离。本发明也不限于较狭窄的意义上的光束(300nm和1000nm之间的优选波长)的使用，而是原理上还可以以来自更大的波长范围的电磁波来实现，只要存在准光学传播即可。因此此处使用的说明光束也包括这种电磁波。 [0041] 激光扫描器10包括光发射器12和光接收器14，二者均连接到估计和控制单元16。在优选的示例实施例中，光发射器12包括激光二极管13(见图5和图6中的图示)，该激光二极管13被设计成发射激光束18，以照射物体20处的物体点。在此以如以下参考图2至图6更详细地说明的矩形波形调制信号对激光束18进行幅度调制。在优选示例实施例中，发射光束具有约790nm的波长。 [0042] 激光束18在此通过镜22被偏转到物体20。附图标记24指定从物体20反射且通过镜22被偏转到接收器14的接收光束。估计和控制单元16被设计为根据发射的激光束18和接收的反射光束24的传播时间，确定从激光扫描器10到物体20处的被照射点的距离。为此确定并估计发射光束18和接收光束24之间的相移。 [0043] 此处镜22被布置在通过轴28连接到旋转驱动30的柱状物26的前端面处。借助于旋转驱动30，镜22可以围绕旋转轴32旋转。可以借助于编码器34确定镜22的各个旋转位置。编码器34的输出信号同样地被给送到估计和控制单元16，尽管为了清楚在此没有示出。 [0044] 在优选的示例实施例中，旋转轴32被水平地布置，且镜22以相对于旋转轴32约45°的角度倾斜。因此镜22围绕水平轴32的旋转具有如下结果：发射光束18沿垂直于旋转轴32的垂直平面(高度(elevation))偏转。发射光束18似乎形成了在垂直平面中扫描空间区域36的扇形物。 [0045] 在此激光扫描器10具有外壳结构，该外壳结构实质上具有两个外壳部件38、40。外壳部件38、40布置在公共基板42上。发射器12、接收器14与估计和控制单元16容纳在图1左侧所示的外壳部件38中。图1右侧所示的外壳部件40容纳具有编码器34和柱状物26的旋转驱动30，其中具有镜22的柱状物26从外壳部件40突出，使得镜22大约中心地布置在两个外壳部件38、40之间。 [0046] 基板42布置在位于支架46上的旋转驱动44上。支架46是高度可调节的且具有标尺48，以能够进行可再现的高度设置。附图标记50指定另一编码器，借助于该编码器可以确定旋转驱动44的旋转位置。编码器50的输出信号同样地被给送到估计和控制单元16(此处未示出)。 [0047] 旋转驱动44使得激光扫描器10能够围绕垂直轴52旋转，垂直轴52与旋转轴32一起定义了轴交叉点。轴交叉点近似地位于镜22中心，且在优选的示例实施例中定义了所有距离测量值参考的坐标系的原点。借助于旋转驱动44，借助于旋转镜22产生的垂直“扫描扇”可以以高达360°的方位角旋转。因而发射光束18几乎可以照射激光扫描器10附近的任何物体点。仅朝向底部出现由基板42产生的阴影，使得激光扫描器10的视角朝向底部受限。 [0048] 在该示例实施例中，估计和控制单元16包括微处理器54和FPGA(现场可编程门阵列)56。在此FPGA 56生成驱动光发射器12的激光二极管的二进制矩形波形调制信号。微处理器54从光接收器14读入数字化的接收数据，且基于这些数据确定激光扫描器10和物体20之间的距离d。另外，微处理器54和FPGA 56彼此通信，其中此外，微处理器54还接收用于确定传播时间的调制信号的相位信息。 [0049] 图2示出了相对时间轴以理想方式示出的三个调制信号60、62、64。第一调制信号60是具有例如125MHz的基频的矩形波形调制信号。第二调制信号62是具有13MHz的基频的矩形波形信号，且第三调制信号64是具有15MHz的基频的矩形波形信号。附图标记66表示由三个调制信号60、62、64相加产生的和信号。和信号66是具有许多矩形脉冲68、70的矩形波形信号，这些矩形脉冲以第一调制信号60的基频一个接一个出现。然而，由于与第二和第三调制信号62、64相加，所以和信号66的矩形脉冲68、70具有不同的脉冲高度。 因此和信号66是组合的信号，该组合的信号除了第一调制信号60的基本频率之外还包含另外的信号频率。特别地，和信号66包括对应于第二和第三调制信号62、64的基本频率之差的信号频率。该另外的信号频率表现在周期性图案中，其中最高矩形脉冲68超过附图标记72指示的阈值。而且，和信号66包含对应于两个调制信号62、64的基频的平均值的信号频率。因此在优选的示例实施例中，和信号包含约2MHz(15MHz-13MHz)的信号频率和约 14MHz(15MHz+13MHz/2)的信号频率。因此和信号66适于作为用于发射光束18的幅度调制的调制信号，其中相对高的信号频率125MHz针对距离d的准确确定提供了精细的相位，而低信号频率2MHz针对大的明确性范围提供了粗略的相位。不用说，优选地在每个单独的测量周期中，相对应地在新颖装置的估计和控制单元中估计这些不同的信号频率和相位差以使其精确。 [0050] 在根据图2的示例实施例中，第一调制信号60的脉冲幅度是第二和第三调制信号62、64的脉冲幅度的二倍高。这具有如下结果：和信号66是四进制信号，其中矩形脉冲68、 70呈现四个可能的脉冲值中的一个。在原理上，该四进制信号66可以用作针对发射光束的调制信号。 [0051] 然而，在特别优选的示例实施例中，不使用四进制和信号66，而使用二进制调制信号74，其由于以下事实而由和信号66产生：仅使用延伸超过附图标记72指定的脉冲值的矩形脉冲68。换句话说，在此仅使用和信号66的“高”脉冲峰值，其由图2中的附图标记68′指定。信号66的较低部分被“切掉”。如参考图2可以识别的，矩形脉冲68′之间的时间间隔PA周期性地改变。而且，矩形脉冲68′的每组76的矩形脉冲68′的数目变化。 因此调制信号74是频率调制的矩形波形二进制信号，其基频对应于第一调制信号60的基频(在此也就是说125MHz)。以由第二和第三调制信号62、64之间的频率差产生的差拍频率对该基频进行频率调制。 [0052] 图3示出了借助于数字电路计算的且对应于来自图2的调制信号74的调制信号。图4示出了来自图3的调制信号的频谱。可以根据附图标记80识别第一峰值，其指示125MHz的基频处的高信号分量。附图标记82指定位于375MHz、625MHz、875MHz等处的另外的峰值。这些是矩形波形信号特有的基频的奇数倍数。 [0053] 可以根据附图标记84、86识别由于与第二和第三调制信号62、64组合而出现的另外的峰值。另外的峰值84、86描述如下频率分量的特征：其同样地包含在组合的调制信号74中，且在本发明的优选示例实施例中，除第一调制信号60的基频之外还估计该频率分量，以便确定发射光束18和接收光束24的传播时间，且从而确定距离d。在当前优选的示例实施例中，仅估计基频而不估计另外的谐波频率82、88，以便确定发射光束18和接收光束24之间的相移。在其他示例实施例中，还可以估计谐波频率，即在峰值82处的频率和分别围绕其分组的频率88。在当前优选的示例实施例中，借助于光接收器14的区域中的适当输入滤波器来抑制谐波频率82、88。不用说，可以省略该输入滤波器(此处未示出)，和/或如果谐波频率分量同样希望被估计，则必须修改该输入滤波器。 [0054] 在当前优选的示例实施例中，借助于FPGA 56形式的数字电路来生成作为二进制矩形波形调制信号的调制信号74。为此，在FPGA 56中存储表示调制信号60、62、64的值表和/或计算说明。借助于所述计算说明和/或值表，FPGA 56生成二进制脉冲序列，其作为调制信号74被给送到光发射器12。 |
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