激光雷达装置 |
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| 申请号 | CN201480067155.5 | 申请日 | 2014-12-08 | 公开(公告)号 | CN105814452A | 公开(公告)日 | 2016-07-27 |
| 申请人 | 三菱电机株式会社; | 发明人 | 安藤俊行; 原口英介; 铃木二郎; 龟山俊平; 西冈隼也; | ||||
| 摘要 | 光发送单元(1)具有：光 相位 调制器 (131)，其对连续振荡光进行相位调制；光强度调制单元(132)，其对被实施相位调制后的光进行脉冲调制，而作为发送光；第1 信号 产生单元(133)，其产生周期性地反复导通和截止期间的脉冲调制驱动信号，并驱动光强度调制单元(132)；以及第2信号产生单元(134)，其产生具有如下的振幅及恒定周期的 锯齿波 驱动信号并驱动光强度调制器(131)，该振幅与为了得到光 相位调制器 (131)的调制相位2π所需的驱动 电压 的整数倍相当。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种激光雷达装置，其具有：光发送单元，其输出发送光和作为连续振荡光的局部振荡光；光学天线，其将由所述光发送单元输出的发送光放射到空间中，接收关于该发送光的后向散射光作为接收光；光外差接收机，其使用由所述光发送单元输出的局部振荡光和由所述光学天线接收到的接收光进行光外差检测；以及信号处理单元，其对所述光外差接收机的检测结果进行频率分析，其特征在于， |
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| 说明书全文 | 激光雷达装置技术领域背景技术[0002] 在专利文献1中公开了一种激光雷达装置，该激光雷达装置沿着扫描光轴发送脉冲状的发送光，对基于该发送光的接收光中包含的多普勒频率光信号进行分析，并计测扫描光轴的方位上的风速等。该激光雷达装置具有分析电路，该分析电路将多普勒频率光信号转换为多普勒频率电信号，并对该多普勒频率电信号进行分析。 [0003] 并且，在计测风向风速的激光雷达装置中，为了将发送光形成为脉冲，在发送器内使用光强度调制单元。但是，在该光强度调制单元中使用的声光调制器(AO(Acousto Optic)调制器)中，产生因调制用的超声波信号混响(reverberation)引起的载波泄漏光(carrier leak light)。并且，该载波泄漏光在光外差接收机中诱发不需要的差拍信号(beat signal)。 [0004] 该不需要的差拍信号在频域中与想要计测的多普勒信号重叠在一起，因而存在不能正确估计多普勒频率的问题。 [0005] 作为其对策，在专利文献1中，在光强度调制单元的输入端的前级设置光循环器(optical circulator)，在光强度调制单元的输出端的后级设置全反射镜。由此，能够在光强度调制单元中往复传播，减少脉冲截止期间的载波泄漏光。 [0006] 在先技术文献 [0007] 专利文献 [0008] 专利文献1：日本特开2007－85756号公报 发明内容[0009] 发明要解决的问题 [0010] 在现有的计测风向风速的激光雷达装置中，为了减少脉冲截止期间的载波泄漏光，需要用于使光在光强度调制单元中往复传播的光循环器和全反射镜。因此，部件数目增加，并且光轴调整数目也增加，其结果是，在成本降低和可靠性方面存在问题。 [0011] 另外，当使光在光强度调制单元中往复传播时，插入损耗(insertion loss)增加。因此，需要增强前级的基准光源的功率或者增加后级的光放大器的增益等对策，以便补偿该插入损耗。因此，在功耗降低和成本降低方面存在问题。 [0012] 另外，在现有的计测风向风速的激光雷达装置中，为了检测沿着扫描光轴的方位上的风速的正负(迎风和背风)，需要在脉冲导通期间对发送光附加偏置频率。因此，光强度调制单元使用具有频移功能的AO调制器。 [0013] 该AO调制器对在玻璃基板和/或声光晶体的端面安装的压电元件等转换器施加高频电压，由此在介质内激励并传播超声波。当介质内由于超声波而振动时，生成折射率存在疏密的周期构造，以超声波的速度进行传播。通过对介质的与转换器对置的端面在超声波吸收频带进行无反射终结(reflection-free termination)，使相位光栅好似以超声波的速度沿固定方向移动。 [0014] 在光入射到AO调制器时，出射光不仅行进方向由于介质内产生的相位光栅处的布拉格衍射而变化，而且随着相位光栅的移动也受到多普勒频移。通过使施加给转换器的高频信号导通及截止而截取成脉冲光的同时，能够在脉冲导通期间中附加规定的频移。 [0016] [0017] 作为典型的AO调制器的例子，在λ＝1.55[μm]、fofs＝80[MHz]、va＝3.63[mm/μs]的情况下，布拉格角θ为17[mrad]，大约相当于1度。 [0018] 但是，在上述的激光雷达装置所使用的AO调制器中，布拉格衍射角小至1度以下。因此，为了以光学方式分离0次透射光和1次衍射光，至少需要约30[mm]以上的传播距离，不适合于小型化和集成化。 [0020] 另外，布拉格角θ取决于光波长λ而变化。并且，为了降低因布拉格角变化而引起的输入输出端的光轴偏移(以及随之形成的插入损耗的增加)，需要将基准光源的中心波长控制为固定，这耗费成本。 [0021] 本发明正是为了解决上述的问题而提出的，其目的在于，提供一种激光雷达装置，其通过不使用AO调制器地实施发送侧所需的频移和脉冲化，能够实现装置的小型化及集成化、以及部件数目减少带来的可靠性提高和成本降低。 [0022] 用于解决问题的手段 [0023] 本发明的激光雷达装置具有：光发送单元，其输出发送光和作为连续振荡光的局部振荡光；光学天线，其将由光发送单元输出的发送光放射到空间中，接收关于该发送光的后向散射光作为接收光；光外差接收机，其使用由光发送单元输出的局部振荡光和由光学天线接收到的接收光进行光外差检测；以及信号处理单元，其对光外差接收机的检测结果进行频率分析，其中，光发送单元具有：光相位调制器，其对连续振荡光进行相位调制；光强度调制部，其对由光相位调制器进行相位调制后的光进行脉冲调制，而作为发送光；第1信号产生部，其产生周期性地反复导通和截止期间的脉冲调制驱动信号，并驱动光强度调制部；以及第2信号产生部，其产生具有如下振幅及恒定周期的锯齿波驱动信号，并驱动光相位调制器，该振幅与为了得到光相位调制器的调制相位2π所需的驱动电压的整数倍相当。 [0024] 发明效果 [0026] 图1是示出本发明的实施方式1的激光雷达装置的结构的框图。 [0027] 图2是示出本发明的实施方式1的激光雷达装置的光发送单元的结构的框图。 [0028] 图3是示出本发明的实施方式1的针对光相位调制器的锯齿波驱动信号、和相位调制特性(差拍信号，beat signal)的图。 [0029] 图4是示出本发明的实施方式1的激光雷达装置的各光的定时图的图。 [0030] 图5是示出本发明的实施方式2的激光雷达装置的光发送单元的结构的框图。 [0031] 图6是示出在本发明的实施方式2的激光雷达装置中，光强度调制器是不足的ON/OFF消光比且没有第2光强度调制器时的各光的定时图的图。 [0032] 图7是示出在本发明的实施方式2的激光雷达装置中，光强度调制器是不足的ON/OFF消光比且具有第2光强度调制器时的各光的定时图的图。 [0033] 图8是示出本发明的实施方式3的激光雷达装置的光发送单元的结构的框图。 [0034] 图9是示出本发明的实施方式3的激光雷达装置的各光的定时图的图。 [0035] 图10是示出本发明的实施方式4的激光雷达装置的光发送单元的结构的框图。 [0036] 图11是示出本发明的实施方式4的激光雷达装置的各光的定时图的图。 [0037] 图12是示出本发明的实施方式5的激光雷达装置的结构的框图。 [0038] 图13是示出在本发明的实施方式5的激光雷达装置中在波长切换时存在光断开时间的情况的时序图。 [0039] 图14是示出在本发明的实施方式5的激光雷达装置中进行控制以使在波长切换时消除光断开时间的情况的时序图。 [0040] 图15是示出本发明的实施方式6的激光雷达装置的光发送单元的结构的框图。 [0041] 图16是说明本发明的实施方式6的激光雷达装置的第1频率偏移补偿方法的图。 [0042] 图17是示出本发明的实施方式6的激光雷达装置的各光的定时图的图(没有频率偏移补偿的情况)。 [0043] 图18是示出本发明的实施方式6的激光雷达装置的各光的定时图的图(应用了第1频率偏移补偿方法的情况)。 [0044] 图19是说明本发明的实施方式6的激光雷达装置的第2频率偏移补偿方法的图。 [0045] 图20是示出本发明的实施方式6的激光雷达装置的各光的定时图的图(应用了第2频率偏移补偿方法的情况)。 [0046] 图21是示出本发明的实施方式6的激光雷达装置的信号运算部的频率偏移估计的流程图。 [0047] 图22是示出本发明的实施方式6的激光雷达装置的频率偏移的时间波形的图。 [0048] 图23是示出本发明的实施方式7的激光雷达装置的结构的框图。 [0049] 图24是示出在本发明的实施方式7的激光雷达装置中进行控制以使在波长切换时消除光断开时间的情况的时序图。 [0050] 图25是示出本发明的实施方式8的激光雷达装置的结构的框图。 [0051] 图26是示出在本发明的实施方式8的激光雷达装置中进行控制以使在波长切换时消除光断开时间的情况的时序图。 [0052] 图27是示出本发明的实施方式9的激光雷达装置的光发送单元的结构的框图。 [0053] 图28是说明本发明的实施方式9的激光雷达装置的双平行相位调制器(dual parallel phase modulator)的动作的图。 [0054] 图29是说明本发明的实施方式3的激光雷达装置的光相位调制器的动作的图。 具体实施方式[0055] 下面，参照附图详细说明本发明的实施方式。 [0056] 实施方式1 [0057] 图1是示出本发明的实施方式1的激光雷达装置的结构的框图。 [0058] 如图1所示，激光雷达装置由光发送单元1、光放大器2、光循环器3、光学天线单元(光学天线)4、光外差接收机5、信号处理单元6及显示部7构成。另外，在图1中，粗线OF1～OF7表示光信号的传输路径，细线表示电信号的传输路径。 [0059] 光发送单元1输出作为连续振荡/固定偏振(连续振荡光)的局部振荡光、和进行了周期性地反复导通(ON)及截止(OFF)期间的脉冲调制的发送光。该光发送单元1由基准光源11、光路分支耦合器12及光频率/强度调制单元13构成。 [0060] 基准光源11是产生单一波长(单一频率)的连续振荡且固定偏振的光的光源。由该基准光源11产生的光经由传输路径OF1被传输至光路分支耦合器12。 [0061] 光路分支耦合器12将来自基准光源11的光在维持偏振状态的情况下分支为两方。由该光路分支耦合器12分为两方中的一方的光作为局部振荡光经由传输路径OF3被传输至光外差接收机5，另一方的光作为发送用的种子光(seed light)经由传输路径OF2被传输至光频率/强度调制单元13。 [0062] 光频率/强度调制单元13对来自光路分支耦合器12的光赋予偏置频率，且进行周期性地反复导通和截止期间的脉冲调制。关于该光频率/强度调制单元13的结构将在后面进行说明。由该光频率/强度调制单元13进行了频率/强度调制的光作为发送光，经由传输路径OF4被传输至光放大器2。 [0063] 光放大器2对来自光发送单元1的光频率/强度调制单元13的发送光进行光放大。此时，光放大器2在脉冲导通期间中释放利用放大介质的蓄积作用在发送光的脉冲截止期间中蓄积的能量，由此进行光放大。由该光放大器2进行了光放大的发送光经由传输路径OF5被传输至光循环器3。 [0064] 光循环器3按照输入光(发送光或者接收光)切换作为输出目标的传输路径。其中，在从光放大器2传输了发送光的情况下，光循环器3将该发送光经由传输路径OF6传输至光学天线单元4。另一方面，在从光学天线单元4传输了接收光的情况下，光循环器3将该发送光经由传输路径OF7传输至光外差接收机5。 [0065] 光学天线单元4将通过光循环器3传输的发送光释放到空间(观测空间)中，且接收来自空间的针对该发送光的后向散射光作为接收光。另外，光学天线单元4在放出发送光时，将该发送光扩大成特定的光束直径，并将光束的射出方向设定为特定方向而放出到空间中。并且，通过光学天线单元4被放出到空间中的发送光，通过观测空间中的散射对象(例如以与风速相同的速度移动的悬浮微粒)而后向散射，受到与散射对象的移动速度对应的多普勒频移。并且，通过光学天线单元4接收来自散射对象的后向散射光。由该光学天线单元4接收到的接收光经由传输路径OF6被传输至光循环器3。 [0066] 光外差接收机5使用来自光发送单元1的光路分支耦合器12的局部振荡光以及经由光循环器3而来自光学天线单元4的接收光，进行光外差检测。即，光外差接收机5对局部振荡光和接收光(后向散射光)进行光学合波并进行光电转换，由此输出频率为后向散射光与局部振荡光之间的差频的差拍信号(beat signal)。由该光外差接收机5输出的差拍信号被传输至信号处理单元6。 [0067] 信号处理单元6对来自光外差接收机5的差拍信号进行频率分析。此时，信号处理单元6首先以特定的采样率对差拍信号进行AD(模数)转换。然后，按照与发送光的脉冲宽度对应的接收门(定时门)宽度，对实施AD转换后的差拍信号进行分割。并且，按照每个接收门对分割后的差拍信号进行快速傅里叶变换，由此计算按照每个接收门得到的功率谱的峰值、谱宽度、SNR(信噪比)等。其中，各接收门对应于计测距离，因而通过上述的运算能够得到与每个观测距离的视线方向的风速对应的多普勒频率分布。 [0068] 并且，信号处理单元6具有将针对观测视线的指令值输出给光学天线单元4的功能。因此，通过存储依照该指令值得到的针对各视线方向的观测距离和风速的计测值，能够通过矢量运算得到风速的三维分布的估计和/或每个观测距离的风向风速分布。该信号处理单元6的分析结果被传送给显示部7。 [0069] 显示部7显示信号处理单元6的分析结果。 [0070] 下面，参照图2对光频率/强度调制单元13的结构进行说明。 [0071] 如图2所示，光频率/强度调制单元13由光相位调制器131、光强度调制部132、第1信号产生部133及第2信号产生部134构成。并且，第1信号产生部133与光强度调制部132连接，第2信号产生部134与光相位调制器131连接。 [0072] 光相位调制器131依照由第2信号产生部134产生的锯齿波驱动信号WF02，对来自光路分支耦合器12的光进行相位调制而赋予偏置频率。由该光相位调制器131进行相位调制后的发送光通过传输路径OF8被传输至光强度调制部132。 [0073] 光强度调制部132依照由第1信号产生部133产生的脉冲调制驱动信号WF01，对来自光相位调制器131的光进行脉冲调制而作为发送光。另外，光强度调制部132只要是响应激光雷达装置所需的脉冲宽度(数百[ns]～1[μs])及反复频率(数[kHz]～数十[kHz]左右)的单元即可，可以是任何单元。例如，除Mach Zehnder(马赫-曾德尔)型LN调制器、EA(Electro Absorption：电吸收)调制器等强度调制器以外，还可以考虑半导体光放大器、光纤放大器等光放大器、以及MEMS光开关等光开关等。 [0074] 第1信号产生部133产生脉冲调制驱动信号WF01，对光强度调制部132进行驱动，该信号WF01是脉冲型的激光雷达装置的发送光所需要的，周期性地反复导通和截止期间。 [0075] 第2信号产生部134产生具有振幅2mVπ和恒定周期T的锯齿波驱动信号WF02，对光相位调制器131进行驱动，该振幅2mVπ与为了得到光相位调制器131的调制相位2π(360度)所需的驱动电压2Vπ的整数倍(m倍)相当。 [0076] 下面，对如上所述构成的风计测用的激光雷达装置的动作进行说明。 [0077] 在激光雷达装置的动作中，如图1、2所示，首先，基准光源11产生单一波长的连续振荡且固定偏振的光，光路分支耦合器12将该光在维持偏振状态的情况下分支成两方，将一方作为局部振荡光传输给光外差接收机5，将另一方作为发送用的种子光传输给光频率/强度调制单元13。 [0078] 接着，光频率/强度调制单元13对来自光路分支耦合器12的光赋予偏置频率fofs，且进行周期性地反复导通和截止期间的脉冲调制而作为发送光。其中，在代表性的激光雷达装置中大致采用来自光路分支耦合器12的光的频率ν为195[THz]、偏置频率fofs为数十[MHz]～数百[MHz]、脉冲宽度为数百[ns]～1[μs]。关于该光频率/强度调制单元13的动作的详细情况将在后面进行说明。 [0079] 接着，光放大器2对来自光频率/强度调制单元13的光进行光放大，光学天线单元4将该光作为发送光并放大至特定的光束直径，将光束的射出方向设定为特定方向而放出到空间中。 [0080] 由该光学天线单元4放出的发送光被观测空间中的散射对象进行后向散射，受到与散射对象的移动速度对应的多普勒频移。并且，光学天线单元4接收该后向散射光作为接收光。 [0081] 接着，光外差接收机5使用来自光发送单元1的局部振荡光和经由光循环器3而来自光学天线单元4的接收光进行光外差检测。即，光外差接收机5对局部振荡光和接收光(后向散射光)进行光学合波并进行光电转换，由此输出频率为后向散射光与局部振荡光之间的差频的差拍信号。 [0082] 其中，由光外差接收机5得到的差拍信号的频率f用下式(1)表示。 [0083] f＝fofs+fDOP (1) [0084] 其中，fofs表示光频率/强度调制单元13的偏置频率，fDOP表示基于风速的多普勒频率。 [0085] 例如，在假定偏置频率fofs为50[MHz]、基于风速的多普勒频率fDOP为±50[MHz]时，该差拍信号为100[MHz]以下的中心频率。该差拍信号是在刚刚放射发送光后连续得到的。并且，根据在从放射发送光后到接收到接收光为止的到来时间Δt，能够如下式(2)所示计算出到散射对象的距离L。 [0086] [0087] 其中，c表示光速。 [0088] 接着，信号处理单元6对来自光外差接收机5的差拍信号进行频率分析。并且，该信号处理单元6的分析结果除存储在激光雷达装置内的数据蓄积部(未图示)中以外，还通过显示部7将必要的信息显示提供给用户。 [0089] 下面，对光频率/强度调制单元13的动作进行说明。 [0090] 在光频率/强度调制单元13的动作中，首先，第2信号产生部134产生具有振幅2mVπ和恒定周期T的锯齿波驱动信号WF02，该振幅2mVπ与为了得到光相位调制器131的调制相位2π(360度)所需的驱动电压2Vπ的整数倍(m倍)相当。并且，光相位调制器131依照该锯齿波驱动信号WF02，对来自光路分支耦合器12的发送光进行相位调制，而赋予偏置频率。 [0091] 由此，从光相位调制器131输出如下式(3)所示相对于时间t具有恒定的变化率2mπ/T[rad/s]的相位φ(t)。 [0092] [0093] 其中，mod(t，T)表示时间t除以周期T时的余数。 [0094] 并且，频率f能够如下式(4)所示用相位φ的时间微分进行定义。 [0095] [0096] 其中，相位φ(t)的时间变化率是2mπ/T[rad/s]，因而如下式(5)所示能够通过光相位调制器131得到与锯齿波驱动信号WF02的周期T的倒数成比例的偏置频率fofs。 [0097] [0098] 图3示出为实现1[kHz]的频移而输入光相位调制器131的锯齿波驱动信号WF02、和由此在光外差接收机5得到的差拍信号的实测例。在图3中，下段的细线表示锯齿波驱动信号WF02的波形，上段的粗线表示差拍信号的波形。 [0099] 在图3中，将锯齿波驱动信号WF02的振幅设定为光相位调制器131的2Vπ电压(360度)即7[V]，将周期T设定为1[ms]。在这种情况下，作为差拍信号能够得到恒定周期1[ms]的正弦波，可知能够得到期望的1[kHz]的频移。 [0100] 这样，通过利用由第2信号产生部134产生的锯齿波驱动信号WF02驱动光相位调制器131，能够对发送光赋予期望的偏置频率。例如，在图3中，为了通过光相位调制器131实现50[MHz]的频移，使产生具有振幅为7[V]且周期为20[ns]的锯齿波驱动信号WF02即可。 [0101] 接着，第1信号产生部133产生脉冲型的激光雷达装置的发送光所需的、周期性地反复导通和截止期间的脉冲调制驱动信号WF01。并且，光强度调制部132依照该脉冲调制驱动信号WF01，对来自光相位调制器131的光进行脉冲调制而作为发送光。 [0102] 其中，图4示出实施方式1的激光雷达装置的各光的定时图。 [0103] 如图4所示，在实施方式1的激光雷达装置中，首先，通过光相位调制器131和光强度调制部132输出具有特定的脉冲宽度和反复周期的发送光101。设基准光源11的输出频率为ν，光相位调制器131的偏置频率为fofs，该发送光101的频率用ν+fofs表示。 [0104] 接着，接收光102是来自随着风在大气中移动的悬浮微粒的后向散射光，在发送光101的脉冲截止期间中被连续收集。在图4中为了说明用途而记载与特定的距离范围对应的接收光102，但实际上是在发送光101的脉冲截止期间中连续收集的。该接收光102的频率被加上基于风速的多普勒频率fw，因而用ν+fofs+fw表示。 [0105] 另一方面，局部振荡光103是在时间上以连续波形式输出的，其频率与基准光源11的频率ν一致。 [0106] 并且，在光外差接收机5中，在对接收光102和局部振荡光103进行光学合波后进行光电转换，输出频率为接收光102与局部振荡光103之间的差频的差拍信号fofs+fw。 [0107] 因此，光外差信号(差拍信号)频谱的时序数据是作为从中心频率fofs仅偏离了多普勒频率fw的失调频谱而得到的。 [0108] 根据以上的结构，能够通过不使用以往的激光雷达装置所需的AO调制器的结构，实现期望的偏置频率的赋予和脉冲调制。 [0109] 另外，在本发明中使用的光相位调制器131利用了基于LN晶体的电光效应导致的传输光路的折射率变化。因此，无需如AO调制器那样的衍射效果和衍射光的空间分离用的传播长度，能够有助于小型化、低功耗化。并且，通过缩短传播长度，能够与基准光源11相邻地进行集成。 [0110] 另外，光相位调制器131和光强度调制部132可以将光通信用的快速响应(截止频率≥数十[GHz])的部件作为市售品而买到。因此，与使用作为光通信用而尚未普及的AO调制器、调制驱动装置的以往的结构相比，能够有助于可靠性提高和低成本化。 [0111] 另外，在使用了AO调制器的情况下，衍射角度根据基准光源11的频率(中心波长)而变化，其结果是插入损耗变化，产生线路补偿。另一方面，在本发明的结构中，不存在具有波长依存性的元件，因而能够扩大针对基准光源11的波长变动、波长设定范围的容许范围。因此，无需基准光源11的波长选定、测试、稳定化用的设备，能够有助于低成本化。 [0112] 另外，光发送单元1内部的单元也能够不需要光纤连接，而是进行对接接头连接而集成化为一个模块。 [0113] 另外，以往为了降低脉冲截止期间的载波泄漏光，需要用于使光在光强度调制单元中往复传播的光循环器和全反射镜。与此相对，在本发明中，不需要上述的光循环器和全反射镜，因而能够减少部件数目，有助于低成本化。 [0114] 另外，在图4中，作为光外差信号频谱，用标号104表示基于特定距离范围中的风速的多普勒频率fw的存在范围，用标号105表示在多普勒频率fw不是零的情况下(风速≠0)观测的峰值频率，用标号106表示在多普勒频率fw为零的情况下(风速＝0)观测的峰值频率。 [0115] 其中，如标号106所示，在风速＝0的情况下，观测信号的中心频率与中心频率即fofs一致。在图4的例子中，假定发送光101被理想地接通(ON)及断开(OFF)，在脉冲截止期间没有泄漏光的情况。因此，在光外差信号中不存在伴随有泄漏光的不必要的差拍信号。 [0116] 因此，在信号处理单元6中仅仅通过滤波器仅截取多普勒频繁fw的存在范围104进行信号处理即可。另外，关于在发送光101中存在脉冲截止期间的泄漏光时的结构，在实施方式2以后进行说明。 [0117] 如上所述，根据该实施方式1构成为，利用光相位调制器131和光强度调制部132的组合，实现作为激光雷达装置的发送侧的功能所需的偏置频率的附加和脉冲调制的单元，因而无需使用AO调制器，即可实施发送侧所需的频移和脉冲化，能够实现装置的小型化及集成化、以及部件数目减少带来的可靠性提高和成本降低。 [0118] 实施方式2 [0119] 在实施方式1中示出了假定发送光特性是理想的脉冲调制的情况。与此相对，在实施方式2中示出在发送光的脉冲截止期间存在泄漏光的情况。图5是示出本发明的实施方式2的光发送单元1的结构的框图。图5所示的实施方式2的光发送单元1对图2所示的实施方式 1的光发送单元1的光频率/强度调制单元13追加了与光强度调制部132从属连接的第2光强度调制部135。其它结构相同并标注相同的标号，仅对不同的部分进行说明。 [0120] 另外，第1信号产生部133产生脉冲调制驱动信号WF01，对光强度调制部132及第2光强度调制部135进行驱动，该信号WF01是脉冲型的激光雷达装置的发送光所需要的，周期性地反复导通和截止期间。 [0121] 第2光强度调制部135依照由第1信号产生部133产生的脉冲调制驱动信号WF01，对来自光强度调制部132的发送光进行脉冲调制，而作为发送光。此时，第2光强度调制部135与光强度调制部132一起进行同步调制，由此抑制发送光的脉冲截止期间的泄漏光。另外，第2光强度调制部135只要是响应激光雷达装置所需的脉冲宽度(数百[ns]～1[μs])及反复频率(数[kHz]～数十[kHz]左右)的单元即可，可以是任何单元。例如，除Mach Zehnder型LN调制器、EA调制器等强度调制器以外，还可以考虑半导体光放大器、光纤放大器等光放大器、以及MEMS光开关等光开关等。 [0122] 图6示出实施方式2的光强度调制器23的脉冲截止期间的消光特性不理想时的各光的定时图。 [0123] 如图6所示，在实施方式2的激光雷达装置中，在脉冲导通期间输出具有特定的脉冲宽度和反复周期的发送光101，而在脉冲截止期间输出泄漏光201。 [0124] 该泄漏光201然后被光放大器2放大。并且，通过光循环器3的从传输路径OF5向传输路径OF7的串扰、以及传输路径OF6的后级的光学天线单元4的内部部件的反射，作为发送光101(脉冲导通期间)向接收光路的串扰202、以及泄漏光201(脉冲截止期间)向接收光路的泄漏光203，入射到光外差接收机5。 [0125] 向接收光路的该泄漏光203是发送光101的直接光的泄漏量和来自固定物的反射，因而作为频率具有与发送光101(脉冲导通期间)相同的频率ν+fofs。 [0126] 因此，在光外差接收机5内，向接收光路的泄漏光203和局部振荡光103干扰，产生不需要的差拍信号204。该不需要的差拍信号204具有作为向接收光路的泄漏光203与局部振荡光103之间的差频的fofs，该差频在时间上始终存在。 [0127] 另一方面，在图6中，作为光外差信号频谱，用标号104表示基于特定距离范围中的风速的多普勒频率fw的存在范围，用标号105表示在多普勒频率fw不是零的情况下(风速≠0)观测的峰值频率，用标号106表示在多普勒频率fw为零的情况下(风速＝0)观测的峰值频率。 [0128] 在图6中，基于风速的多普勒频率fw的峰值频率105、106和不需要的差拍信号204在频谱上重叠。因此，难以直接地仅检测出基于风速的多普勒频率fw的峰值频率105、106。 [0129] 另外，不需要的差拍信号204是中心频率为fofs的固定值，因而如果在信号处理中舍弃该信号，则在风速≠0时能够检测出。但是，在风速＝0时的计测依旧很困难。 [0130] 因此，通过使用第2光强度调制部135与光强度调制部132一起进行同步调制，抑制脉冲截止期间的泄漏光201。 [0131] 图7示出使实施方式2的第2光强度调制部135与光强度调制部132一起进行同步调制时的各光的定时图。 [0132] 如图7所示，在实施方式2的激光雷达装置中，通过使第2光强度调制部135与光强度调制部132一起进行同步调制，抑制脉冲截止期间的发送光101的泄漏光201。由此，作为接收光能够得到发送光101(脉冲导通期间)向接收光路的串扰202和基于风速多普勒的接收光102。 [0133] 并且，在光外差接收机5中与局部振荡光103进行合成，其结果是，光外差信号频谱中只有发送光101(脉冲导通期间)的串扰202和局部振荡光103的差拍信号205、和基于风速的多普勒fw(峰值频率105、106、存在范围104)出现在频谱上。 [0134] 其中，发送光101(脉冲导通期间)的串扰202和局部振荡光103的差拍信号205对应于激光雷达装置中不需要的距离0m的信号，因而在时间上舍弃即可。因此，在想要进行风速观测的脉冲截止期间中，能够从光外差信号频谱中抑制不需要的差拍信号205，因而能够进行准确的风速多普勒的检测。 [0135] 另外，在实施方式2中说明了使用两级的光强度调制部132、135的情况，但不限于此，也可以按照所需要的抑制级别从属连接两级以上的光强度调制部。 [0136] 其中，以往在连接多级的AO调制器的情况下，中心频率随着级数增加而增加。因此，需要使光外差接收机5的使用部件高频化，增加信号处理单元6中的信号采样率。与此相对，在实施方式2的光强度调制部132、135的多级连接中，中心频率不变，因而无需变更即可使用后级的信号处理。 [0137] 另外，在光强度调制部132、135中，也可以是其中全部或者一部分使用半导体光放大器、光纤放大器等光放大器。在这种情况下，能够根据基于光放大的增益来补偿通过光相位调制器131、光强度调制部132、135的多级连接而增加的脉冲导通期间的插入损耗(光路损耗)。 [0138] 如上所述，根据该实施方式2，构成为从属连接多个光强度调制部132、135进行同步调制，因而在实施方式1的效果基础上，能够实现激光雷达装置的发送侧的性能所需要的较高的脉冲ON/OFF(导通/截止)消光比。并且，光强度调制部132和第2光强度调制部135都不具有波长依存性，因而与以往使用AO调制器的结构相比，能够扩大对基准光源11的波长变动和波长设定范围的容许范围。 [0139] 实施方式3 [0140] 在实施方式1、2中示出了根据连续的锯齿波驱动信号WF02进行相位调制的情况。与此相对，在实施方式3中示出根据与发送光同步的脉冲串状的锯齿波驱动信号WF03进行相位调制的情况。图8是示出本发明的实施方式3的光发送单元1的结构的框图。图8所示的实施方式3的光发送单元1对图2所示的实施方式1的光发送单元1的光频率/强度调制单元 13追加了信号乘法部(第3信号产生部)136。其它结构相同并标注相同的标号，仅对不同的部分进行说明。 [0141] 信号乘法部136输出脉冲串状(burst-like)的锯齿波驱动信号WF03，并替代第2信号产生部134来驱动光相位调制器131，该信号WF03是在由第2信号产生部134产生的锯齿波驱动信号WF02中、将与由第1信号产生部133产生的脉冲调制驱动信号WF01的脉冲导通期间相当的部分截取出来而得到的。 [0142] 另外，光相位调制器131依照由信号乘法部136输出的脉冲串状的锯齿波驱动信号WF03，对来自光路分支耦合器12的光进行相位调制而赋予偏置频率。 [0143] 由此，从传输路径OF04输出的发送光在脉冲导通期间被附加偏置频率fofs，在脉冲截止期间不附加偏置频率。 [0144] 其中，当在光强度调制部132的脉冲截止期间存在泄漏光的情况下，在实施方式1的结构中对泄漏光附加了偏置频率。与此相对，在实施方式3中没有对泄漏光附加偏置频率。 [0145] 图9示出实施方式3的激光雷达装置的各光的定时图。 [0146] 如图9所示，在实施方式3的激光雷达装置中，在脉冲导通期间输出具有特定脉冲宽度和反复周期的发送光101，而在脉冲截止期间输出泄漏光301。 [0147] 该泄漏光301然后被光放大器2放大。并且，通过光循环器3的从传输路径OF5向传输路径OF7的串扰、以及传输路径OF6的后级的光学天线单元4的内部部件的反射，作为发送光101(脉冲导通期间)向接收光路的串扰302、以及泄漏光301(脉冲截止期间)向接收光路的泄漏光303，入射到光外差接收机5。 [0148] 脉冲导通期间的串扰302的频率是ν+fofs，而泄漏光301(脉冲截止期间)向接收光路的泄漏光303因为在脉冲截止期间不附加偏置频率，因而频率是ν。 [0149] 因此，在光外差接收机5中，由于脉冲导通期间的串扰302和局部振荡光103而产生的不需要的差拍信号304，仅在脉冲导通期间出现在中心频率即fofs处。 [0150] 另一方面，由于脉冲截止期间的泄漏光303和局部振荡光103而产生的不需要的差拍信号305，出现在基带(频率0)处。 [0151] 因此，在观测基于风速的多普勒信号的时间段中(脉冲截止期间)，多普勒信号(峰值频率105、106、存在范围104)的频率fofs+fw在频谱中和不需要的差拍信号304、305是分开存在的，因而能够以电方式将两者分离。 [0152] 如上所述，根据该实施方式3，具有信号乘法部136，信号乘法部136输出脉冲串状的锯齿波驱动信号，并替代第2信号产生部134来驱动光相位调制器131，该信号是在由第2信号产生部134产生的锯齿波驱动信号WF02中、将与由第1信号产生部133产生的脉冲调制驱动信号WF01的脉冲导通期间相当的部分截取出来而得到的，因而在实施方式1的效果的基础上，即使是光强度调制部132的脉冲导通及截止不完全的情况下，也容易在频谱中将基于风速的多普勒信号与不需要的差拍信号304、305分离，因而能够缓解对光强度调制部132的ON/OFF消光比的性能要求，能够有助于低成本化。 [0153] 另外，关于实施方式3中的脉冲串状的频移和脉冲调制的组合，在以往的AO调制器中被附加了频移的输出光和未被附加频移的输出光的输出端口在空间中是不同的，因而不能直接实现。即，另外需要与脉冲输出同步地切换AO调制器的0次光输出端口(无频移)和1次光输出端口(有频移)的单元，存在插入损耗的增加和同步偏差这样的技术课题，此外也诱发元件的大型化和功耗增加，不利之处较大。并且，能够防止如以往示例那样随着光强度调制单元的多级化而引起的插入损耗的增加，有助于低功耗化。 [0154] 另外，与实施方式1、2同样，光强度调制部132和第2光强度调制部135都不具有波长依存性，因而与以往使用AO调制器的结构相比，能够扩大对基准光源11的波长变动、波长设定范围的容许范围。 [0155] 实施方式4 [0156] 在实施方式3中示出了根据与发送光同步的脉冲串状的锯齿波驱动信号WF03仅对发送光进行相位调制的情况。与此相对，在实施方式4中示出也对局部振荡光进行相位调制的情况。图10是示出本发明的实施方式4的光发送单元1的结构的框图。图10所示的实施方式4的光发送单元1将图8所示的实施方式3的光发送单元1的光相位调制器131的位置变更为基准光源11和光路分支耦合器12之间。其它结构相同并标注相同的标号，仅对不同的部分进行说明。 [0157] 光相位调制器131依照由信号乘法部136输出的脉冲串状的锯齿波驱动信号WF03，对来自基准光源11的光进行相位调制而赋予偏置频率。由该光相位调制器131进行了相位调制的光经由传输路径OF11被传输至光路分支耦合器12。 [0158] 另外，光路分支耦合器12将来自光相位调制器131的光在维持偏振状态的情况下分支为两路。 [0159] 并且，光强度调制部132依照由第1信号产生部133产生的脉冲调制驱动信号WF01，对来自光路分支耦合器12的光进行脉冲调制而作为发送光。 [0160] 由此，对局部振荡光也附加有无与脉冲导通和截止期间对应的偏置频率的变化。 [0161] 图11示出实施方式4的激光雷达装置的各光的定时图。 [0162] 如图11所示，在实施方式4的激光雷达装置中，在脉冲导通期间输出具有特定脉冲宽度和反复周期的发送光101，而在脉冲截止期间输出泄漏光301。 [0163] 该泄漏光301然后被光放大器2放大。并且，通过光循环器3的从传输路径OF5向传输路径OF7的串扰、以及传输路径OF6的后级的光学天线单元4的内部部件的反射，作为发送光101(脉冲导通期间)向接收光路的串扰302、以及泄漏光301(脉冲截止期间)向接收光路的泄漏光303，入射到光外差接收机5。 [0164] 脉冲导通期间的串扰302的频率是ν+fofs，而泄漏光301(脉冲截止期间)向接收光路的泄漏光303因为在脉冲截止期间未附加偏置频率，因而频率是ν。 [0165] 另一方面，与实施方式3不同，局部振荡光103的频率与发送光101同样在脉冲导通期间为ν+fofs(脉冲导通期间401)，在脉冲截止期间为ν(脉冲截止期间402)。 [0166] 因此，在光外差接收机5内，通过脉冲导通期间的串扰302和局部振荡光103的脉冲导通期间401而产生的不需要的差拍信号403、以及通过脉冲截止期间的泄漏光303和局部振荡光103的脉冲截止期间402而产生的不需要的差拍信号404，都出现在基带(频率0)处。 [0167] 另一方面，基于风速的多普勒信号(峰值频率105、106、存在范围104)存在于中心频率附近。因此，在频谱上与不需要的差拍信号403、404是分开存在的，因而能够以电方式将两者分离。 [0168] 如上所述，根据该实施方式4，构成为，根据与发送光同步的脉冲串状的锯齿波驱动信号WF03对发送光和局部振荡光进行相位调制，因而在实施方式1的效果的基础上，即使是光强度调制部132的脉冲导通及截止不完全的情况下，也容易在频谱上将基于风速的多普勒信号与不需要的差拍信号403、404分离，因而能够缓解对光强度调制部132的ON/OFF消光比的性能要求，能够有助于低成本化。 [0169] 另外，通过采取实施方式4的结构，与实施方式3的结构相比，能够使脉冲导通期间中的不需要的差拍信号403也移动到基带。因此，在脉冲定时存在时间性的抖动误差(jitter error)的情况下，能够避免紧邻脉冲截止期间后面(最接近的距离范围)的泄漏光的混入。 [0171] 另外，通过采取实施方式4的结构，在光通信的用途中能够采用如下的结构：即灵活应用将适用对象较多的基准光源11和光相位调制器131一体化的模块，在后级连接通用的光路分支耦合器12、光强度调制部132。因此，具有能够灵活应用在光通信用的用途下提高了可靠性和低成本化的部件。 [0172] 另外，与实施方式1～3同样，光强度调制部132和第2光强度调制部135都不具有波长依存性，因而与以往使用AO调制器的结构相比，能够扩大对基准光源11的波长变动、波长设定范围的容许范围。 [0173] 实施方式5 [0174] 在实施方式1～4中示出了使用一个基准光源11和一个光学天线单元4的情况。与此相对，在实施方式5中示出使用波长不同的多个基准光源11a、11b和对应于各波长的多个光学天线单元4a、4b来切换观测空间的情况。图12是示出本发明的实施方式5的激光雷达装置的结构的框图。图12所示的实施方式5的激光雷达装置构成为，将图1所示的实施方式1的激光雷达装置的基准光源11和光学天线单元4变更为第1及第2基准光源11a、11b和第1及第2光学天线单元4a、4b，并追加了波长分支耦合器8和波长复用耦合器14。其它结构相同并标注相同的标号，仅对不同的部分进行说明。 [0175] 第1基准光源11a是产生中心波长(频率)λ1的连续振荡且固定偏振的光的光源。由该第1基准光源11a产生的光经由传输路径OF13被传输至波长复用耦合器14。 [0176] 第2基准光源11b是产生中心波长(频率)λ2的连续振荡且固定偏振的光的光源。由该第2基准光源11b产生的光经由传输路径OF14被传输至波长复用耦合器14。 [0177] 波长复用耦合器14是对来自第1及第2基准光源11a、11b的光进行波长复用的耦合器。由该波长复用耦合器14进行波长复用后的光经由传输路径OF15被传输至光路分支耦合器12。 [0178] 另外，光路分支耦合器12将来自波长复用耦合器14的光在维持偏振状态的情况下分支为两路。 [0179] 波长分支耦合器8是按照每种波长对来自光循环器3的发送光进行分支的耦合器。由该波长分支耦合器8按照每种波长分支后的发送光经由传输路径OF17、OF18被传输至对应的第1及第2光学天线单元4a、4b。 [0180] 第1光学天线单元4a对应于第1基准光源11a，将来自波长分支耦合器8的中心波长λ1的发送光放出到空间中，而且接收来自针对该发送光的空间的后向散射光作为接收光。由该第1光学天线单元4a接收到的接收光经由传输路径OF16、17被传输至光循环器3。 [0181] 第2光学天线单元4b对应于第2基准光源11b，将来自波长分支耦合器8的中心波长λ2的发送光放出到空间中，而且接收来自针对该发送光的空间的后向散射光作为接收光。由该第2光学天线单元4b接收到的接收光经由传输路径OF16、17被传输至光循环器3。 [0182] 另外，在图12中示出了将光路分支耦合器12的位置设为光频率/强度调制单元13的近前侧，不对局部振荡光赋予频移的结构示例。但是，不限于此，也可以采取如下的结构，即如实施方式4那样在光频率/强度调制单元13的内部，将光路分支耦合器12设置在根据锯齿波驱动信号WF03进行驱动的光相位调制器131的后级，对于局部振荡光在脉冲导通期间也附加频移。由此，即使是在光频率/强度调制单元13的内部设置的光强度调制部132的ON/OFF消光比不足时，也能够在频域中将混入光外差接收机5中的不需要的差拍信号403与基于风速的多普勒信号(峰值频率105、106、存在范围104)分离。 [0183] 在图12所示的结构中，从光发送单元1经由传输路径OF4输出的发送光，与实施方式1的图1的结构同样被光放大器2放大，并通过光循环器3被传输至传输路径OF16。 [0184] 并且，发送光从传输路径OF16被传输至波长分支耦合器8，按照第1及第2基准光源11a、11b的波长被切换光路，与来自第1基准光源11a的波长λ1对应的光被传输至第1光学天线单元4a，与来自第2基准光源11b的波长λ2对应的光被传输至第2光学天线单元4b。 [0185] 其中，通过朝向不同的观测空间设置第1光学天线单元4a和第2光学天线单元4b，能够通过波长切换而切换观测空间进行计测。 [0186] 并且，从信号处理单元6向光发送单元1发送波长选择用的时序信号，该信号表示在各时间选择了第1基准光源11a或者第2基准光源11b中对哪一个基准光源。 [0187] 同时，在信号处理单元6中将上述的波长选择用的时序信号与计测出的多普勒信号的时序数据一起记录并存储。该数据在多普勒信号的分析中当识别选择了第1光学天线单元4a或者第2光学天线单元4b中对哪一个时使用。 [0188] 如上所述，根据该实施方式5，构成为，使用波长不同的多个基准光源11a、11b和对应于各波长的多个光学天线单元4a、4b切换观测空间，因而通过预先朝向不同的观测空间固定设置多个光学天线单元4a、4b，并以电方式切换波长，能够切换观测空间。由此，能够高速地进行观测空间的切换。 [0189] 此外，通过将光学天线单元4a、4b固定在以苍穹方向为视野中心的不同的地面位置，并通过波长切换而切换光学天线单元4a、4b，能够利用一台激光雷达装置计测两个地点的风向风速的高度分布。 [0190] 此外，在以往使用AO调制器的结构中，由于调制器具有波长依存性，因而需要按照每种波长设置光频率/强度调制单元13，以便形成按照每种波长切换光学天线单元4a、4b的结构。与此相对，在实施方式5中，能够共同使用一个光频率/强度调制单元13。因此，部件数目减少，能够有助于低成本化。 [0191] 另外，在近年来的光通信设备中，在得到实际应用的可变波长激光阵列中，将12阵列以上的基准光源和波长复用耦合器一体化而得到的模块已经在市场上销售。因此，通过使用该光通信用的可变波长激光阵列，不仅能够使元件小型化，而且能够采用作为通信用的部件已测试了可靠性且由于批量生产而具有成本降低效果的部件。因此，能够降低包括研发费用的费用。 [0192] 另一方面，在上述可变波长激光阵列中，光输出时的波长不稳定，使波长稳定需要时间。因此，为了避免不稳定的波长下的输出，如图13所示，在波长切换时有时出现光断开时间。在图13中示出了，在从对应于波长λ1的基准光源11a输出光并计测第1视野的状态下，按照来自信号处理单元6的指示，切换为来自对应于波长λ2的基准光源11b的光并计测第2视野的情况。 [0193] 其中，在波长不稳定的状态下，作为激光雷达装置的计测结果，外差接收到的信号的频率相对于波长变动而变动，成为测定误差。但是，在出现光断开时间的情况下，在光断开时间中导致激光雷达装置中的光放大器2被干烧，而成为故障的原因。 [0194] 因此，在实施方式5中，为了消除如上所述的波长切换的问题，也可以进行如下的控制。即，光发送单元1在切换波长以前，首先将作为切换对象的基准光源11a、11b都点亮，等待与切换后的波长对应的基准光源11b(11a)的波长变为稳定状态的时间。并且，在该波长变为稳定状态后，使与切换前的波长对应的基准光源11a(11b)熄灭。 [0195] 例如，在如图14所示从对应于波长λ1的基准光源11a输出光并计测第1视野时，从信号处理单元6向光发送单元1输入从波长λ1向波长λ2的选择波长的切换信号(波长选择用的时序信号)。在这种情况下，首先在将对应于波长λ1的基准光源11a点亮的状态下，将对应于波长λ2的基准光源11b点亮。然后，在等待事先取得的对应于波长λ2的基准光源11b的波长变稳定的时间Tst2后，使对应于波长λ1的基准光源11a熄灭。在从波长λ2向波长λ1进行波长切换时也进行相同的控制。根据上述控制方法，能够避免光放大器2的干烧，耐故障性提高。 [0196] 另外，以上示出了将使用的波长设为两个波长的情况，但不限于此，也可以使用N个波长。 [0197] 实施方式6 [0198] 在实施方式6示出对于实施方式3、4所示的利用与脉冲调制驱动信号WF01同步的脉冲串状的锯齿波驱动信号WF03进行相位调制的结构，附加了使锯齿波周期可变的功能的情况。图15是示出本发明的实施方式6的激光雷达装置的光发送单元1的结构的框图。图15所示的实施方式6的光发送单元1对图8所示的实施方式3的光发送单元1追加了信号运算部137。其它结构相同并标注相同的标号，仅对不同的部分进行说明。 [0199] 信号运算部137根据由第1信号产生部133产生的脉冲调制驱动信号WF01估计脉冲导通期间的频率偏移，并控制第2信号产生部134的驱动，使得补偿该频率偏移对发送光的影响。 [0200] 并且，第2信号产生部134按照信号运算部137的控制产生锯齿波驱动信号，信号乘法部136截取出与脉冲调制驱动信号WF01的脉冲导通区间相当的部分。由此，向光相位调制器131输出脉冲串状的锯齿波驱动信号WF04。 [0201] 下面，对频率偏移的估计进行说明。 [0202] 在脉冲光入射到光学介质时，根据非线性光学效应，折射率按照光强度而变化。并且，在假定光的电场相对于传播方向缓慢变化时(slowly varying近似)，脉冲光入射后在介质中的传播满足下式(6)所示的传播方程式。 [0203] [0204] 其中，A表示光的电场，α表示传输路径中的衰减，λ表示波长，β2表示基于折射率分散的脉冲宽度增加因子。 [0205] 并且，式(6)的右边第3项表示基于下式(7)的非线性光学系数γ的非线性光学效应。 [0206] [0207] 其中，c表示光速，Aeff表示传输路径的有效面积，ω0表示光频率，n2表示有关3次非线性极化的非线性折射率。 [0208] 并且，在本发明使用的光强度调制部132的非线性光学效应中假定也是支配性的自相位调制，假设为零分布(β2＝0)，用下式(8)的标准化振幅U表示光的电场A。 [0209] [0210] 并且，用下式(9)表示标准化振幅U的解。 [0211] U(z，t)＝U(0，t)exp[iφNL(z，t)] (9) [0212] 其中，U(0，t)表示传输距离z＝0的标准化振幅，φNL表示非线性相位偏移。 [0213] 并且，非线性相位偏移φNL用下式(10)表示。 [0214] [0215] 其中，Leff表示执行传输距离，LNL表示非线性长度。 [0216] 并且，执行传输距离Leff及非线性长度LNL分别用下式(11)、(12)表示。 [0217] [0218] [0219] 另一方面，非线性相位偏移φNL的时间变化作为脉冲光的频率偏移fchirp(t)用下式(13)表示。 [0220] [0221] 根据上式，关于频率偏移fchirp(t)能够计算出与脉冲光强度的时间变化率成比例的量。 [0222] 并且，上述的频率偏移的符号在通常的传输路径或者光纤放大器等中是负号。另一方面，在如半导体光放大器或者半导体光开关等那样式(7)的折射率根据载波注入量而变化的元件中，也能够将式(13)的符号设定为正号。 [0223] 即，在使半导体光放大器进行增益饱和动作时能够设定为负号，当在非饱和区域中进行动作时能够设定为正号。 [0224] 通过将以上特性用作先遣信息，能够估计出发送光的频率偏移的期间及其偏移量作为频率偏移fchirp(t)。 [0225] 其中，作为排除发送光的频率偏移带来的影响的方法，可以考虑将频率偏移所存在的期间的偏置频率设为零的方法(第1频率偏移补偿方法)、和从偏置频率fofs减去频率偏移fchirp(t)的方法(第2频率偏移补偿方法)这两种方法。 [0226] 首先，对于将频率偏移所存在的期间的偏置频率设为零的方法(第1频率偏移补偿方法)，参照图16进行说明。图16是示出在实施方式6的激光雷达装置中用于补偿频率偏移的影响的调制波形的图。 [0227] 其中，假设脉冲调制驱动信号WF01呈如图16的(a)所示的梯形形状，即在t0≤t＜t1的期间具有正的斜率而上升，在t1≤t＜t2的期间取固定值，在t2≤t＜t3的期间具有负的斜率而下降。 [0228] 在图16的(a)所示的脉冲调制驱动信号WF01中产生频率偏移的是脉冲调制驱动信号WF01的强度的时间变化率不是零的期间即t0≤t＜t1和t2≤t＜t3。因此，信号运算部137在上述的强度的时间变化率不是零的期间不驱动第2信号产生部134，仅在上述的强度的时间变化率是零的期间即t1≤t＜t2驱动第2信号产生部134使产生锯齿波驱动信号。并且，信号乘法部136从由该第2信号产生部134得到的锯齿波驱动信号中截取出与脉冲调制驱动信号WF01的脉冲导通区间相当的部分，由此取得脉冲串状态的锯齿波驱动信号WF04a并输出给光相位调制器131。 [0229] 由此，如图16的(b)所示，作为有效偏置频率，在t0≤t＜t1的期间得到+fchirp、在t1≤t＜t2的期间得到fofs、在t2≤t＜t3的期间得到-fchirp。其结果是，只有在不产生频率偏移的t1≤t＜t2作为中间频率出现，在产生频率偏移的期间中的影响出现在基带上。 [0230] 图17示出实施方式6的激光雷达装置的各光的定时图(没有频率偏移补偿的情况)。 [0231] 如图17所示，当在实施方式6的激光雷达装置中不进行频率偏移补偿的情况下，在发送光101的脉冲导通期间中受到频率偏移，因而发送光101的频率表现为ν+fofs+fchirp(t)。因此，在光外差信号的目标范围中，如标号105c、106c所示，频率偏移的影响叠加在基于风速的多普勒信号上。 [0232] 该目标范围内的频率偏移表现为与产生了风速分布时相同的影响，难以识别，因而计测精度下降。 [0233] 下面，图18示出实施方式的激光雷达装置的各光的定时图(适用了第1频率偏移补偿的情况)。 [0234] 在实施方式6的第1频率偏移补偿方法中，在发送光101的脉冲导通期间中，仅在不产生频率偏移的期间输出锯齿波驱动信号WF04a。因此，在光外差信号的目标范围中，如标号105a、106a所示，只能取得不包含频率偏移的影响的期间中的基于风速的多普勒信号。 [0235] 由此，能够将叠加在没有频率偏移补偿时产生的多普勒信号上的、与风速分布之间无法辨别的频率偏移所带来的影响，去除到基于风速的多普勒频率fw的存在范围104的外侧。在这种情况下，频率偏移的影响在基带上表现为通过发送光101的脉冲截止期间的泄漏光303和局部振荡光103的合成而产生的不需要的多普勒信号306。 [0236] 下面，参照图19对于从偏置频率fofs减去频率偏移估计量fchirp(t)的方法(第2频率偏移补偿方法)进行说明。图19是示出在实施方式6的激光雷达装置中用于补偿频率偏移的影响的调制波形的图。 [0237] 其中，假设脉冲调制驱动信号WF01呈如图19所示的梯形形状，即在t0≤t＜t1的期间中具有正的斜率而上升，在t1≤t＜t2的期间中取固定值，在t2≤t＜t3的期间中具有负的斜率而下降。 [0238] 关于发送光中的频率偏移fchirp(t)的影响，能够估计为用式(13)表示的与脉冲调制驱动信号WF01的强度的时间变化率成比例的量。因此，通过从偏置频率ffofs减去上述频率偏移fchirp(t)，能够补偿发送光的脉冲导通期间内的频率偏移。 [0239] 因此，信号运算部137控制第2信号产生部134的驱动使得产生具有如下周期的锯齿波驱动信号，该周期是从赋予给发送光的偏置频率ffofs减去与脉冲调制驱动信号WF01的强度的时间变化率成比例的频率(频率偏移fchirp(t))而得到的。即，如下式(14)所示，使锯齿波驱动信号的周期T’(t)进行时间性变化。并且，通过信号乘法部136从由该第2信号产生部134得到的锯齿波驱动信号中截取出与脉冲调制驱动信号WF01的脉冲导通区间相当的部分，由此取得脉冲串状态的锯齿波驱动信号WF04b并输出给光相位调制器131。 [0240] [0241] 下面，图20示出实施方式6的激光雷达装置的各光的定时图(适用了第2频率偏移补偿的情况)。 [0242] 在实施方式6的第2频率偏移补偿方法中，在发送光101的脉冲导通期间中，使用估计出的频率偏移fchirp(t)，以根据式(14)计算的周期T’(t)产生锯齿波驱动信号，得到锯齿波驱动信号WF04b。因此，在光外差信号的目标范围中，能够取得如标号105b、106b所示的不包含频率偏移的影响的基于风速的多普勒信号。 [0243] 由此，能够对叠加在没有频率偏移补偿时产生的多普勒信号上的、与风速分布之间无法辨别的频率偏移所带来的影响进行校正。在这种情况下，与第1频率偏移补偿方法不同，频率偏移的影响得到补偿，在基带上的不需要的差拍信号305也未表现出来。 [0244] 下面，参照图21对于信号运算部137的频率偏移fchirp(t)的估计动作进行说明。 [0245] 在信号运算部137对频率偏移fchirp(t)的估计动作中，如图21所示，首先设定作为对象的发送光的波长λ，根据ω0＝c/λ计算光频率ω0(步骤ST2101)。 [0246] 接着，设定所使用的传输路径的参数即有效面积Aeff、传输路径长度L和非线性折射率n2(步骤ST2102)。 [0247] 接着，从由第1信号产生部133产生的脉冲调制驱动信号WF01中取得发送光的峰值功率P0和标准化强度的脉冲时间波形|U(0，t)|2(步骤ST2103)。其中，关于标准化强度的时间波形，在每当脉冲反复时能够确保再现性的情况下，也可以存储预先计测的时序数据，并读出该数据。 [0248] 接着，使用式(13)估计频率偏移fchirp(t)(步骤ST2104)。 [0249] 图22示出使用半导体光放大器作为光强度调制部132，并当在非饱和区域中使用该放大器时的频率偏移fchirp的时间波形的实测值。 [0250] 如图22所示可知，在发送光的上升期间中出现正号的10[MHz]的频率偏移，在下降期间中出现负号的10[MHz]的频率偏移。 [0251] 并且，当在饱和区域中使用了半导体光放大器的情况下，针对频率偏移fchirp的发送光的时间变化的符号反号。 [0252] 因此，也能够一边监视频率偏移量一边将半导体光放大器的激励状态控制在饱和区域和非饱和区域之间，使频率偏移最小化。 [0253] 另外，如图1所示，在激光雷达装置中，通常将输出放大用的光放大器2连接在光频率/强度调制单元13的后级。该光放大器2使用锥型(tapered)半导体光放大器、掺杂稀土类的光纤放大器、将激光介质加工成为波导状的波导型光放大器等。 [0254] 在这些放大器中，在功率密度较高的情况下，在传输路径中也产生伴随有Karr(卡尔)效应的频率偏移。该频率偏移的符号相对于发送光的时间变化率是负号。因此，通过半导体光放大器的激励状态的最佳设定或者锯齿波驱动信号的最佳设定，能够使在前级的光频率/强度调制单元13中产生的偏移频率最小化。 [0255] 由此，包括以往难以解决的光放大器2中的频率偏移的影响在内都能够校正。 [0256] 如上所述，根据该实施方式6设置信号运算部137，信号运算部137根据由第1信号产生部133产生的脉冲调制驱动信号WF01估计脉冲导通期间中的频率偏移，并控制第2信号产生部134的驱动以使得补偿该频率偏移对发送光的影响，因而在实施方式3的效果基础上，在光强度调制部132使用半导体光放大器等的情况下、和在后级的光放大器2、传输路径等中，能够抑制因信号光的自相位调制效应而诱发的脉冲导通期间中的频率偏移fchirp的影响。 [0257] 另外，通过信号运算部137进行控制，使得在脉冲调制驱动信号WF01的强度的时间变化率不是零的期间中不驱动第2信号产生部134，由此能够使由于信号光的自相位调制效应而诱发的脉冲导通期间的频率偏移fchirp导致的不需要的频率成分、移动到基于风速的多普勒频率的存在范围以外，避免叠加在基于风速的多普勒信号上，因而能够提高计测精度。 [0258] 另外，通过信号运算部137控制第2信号产生部134，使得产生具有从赋予给发送光的偏置频率ffofs减去频率偏移fchirp(t)后的周期的锯齿波驱动信号，由此能够对由于信号光的自相位调制效应而诱发的脉冲导通期间的频率偏移fchirp导致的不需要的频率成分进行补偿，避免叠加在基于风速的多普勒信号上，因而能够提高计测精度。 [0259] 另外，在图15中示出了对图8所示的实施方式3的光发送单元1追加了信号运算部137的结构。与此相对，也可以对图10所示的实施方式4的光发送单元1追加信号运算部137，并能够得到相同的效果。 [0260] 实施方式7 [0261] 在图12所示的实施方式5中，当存在波长切换时的基准光源11a、11b的波长不稳定性的问题的情况下，通过根据光频率/强度调制单元13的锯齿波驱动信号控制因波长不稳定性导致的误差量的波长移动，也能够解决问题。 [0262] 图23是示出本发明的实施方式7的激光雷达装置的结构的框图。图23所示的实施方式7的激光雷达装置构成为，在图12所示的实施方式5的激光雷达装置中，用连接线将信号处理单元6和光频率/强度调制单元13之间连接起来。其它结构相同并标注相同的标号，仅对不同的部分进行说明。 [0263] 信号处理单元6在图12所示的实施方式5的功能基础上，将波长选择用的时序信号不仅输出给光发送单元1的基准光源11a、11b，而且也输出给光频率/强度调制单元13。 [0264] 并且，在光发送单元1中，按照来自信号处理单元6的波长选择用的时序信号，在波长切换时使与切换前的波长对应的基准光源11a(11b)熄灭且使与切换后的波长对应的基准光源11b(11a)点亮。 [0265] 并且，在光频率/强度调制单元13的第2信号产生部134中，按照来自信号处理单元6的波长选择用的时序信号，在波长切换时产生具有如下周期的锯齿波驱动信号，该周期相当于与切换后的波长对应的基准光源11b(11a)的波长不稳定状态导致的频率时间变动。 [0266] 在这种情况下，例如图24所示，光发送单元1在波长切换时使对应于波长λ1的基准光源11a熄灭，同时使对应于波长λ2的基准光源11b点亮。 [0267] 另一方面，在光频率/强度调制单元13中事先取得因波长λ2的基准光源11b的波长不稳定引起的相对于稳定波长的频率时间变动Δf2(t)。并且，在第2信号产生部134中，在波长切换时使锯齿波驱动信号的周期T根据相对于上述稳定波长的频率时间变动Δf2(t)＝m/T(t)而变动。由此，能够补偿因波长不稳定引起的频移量。 [0268] 实施方式8 [0269] 在图12所示的实施方式5中，存在波长切换时的基准光源11a、11b的波长不稳定性的问题，通过采取图25所示的结构也能够解决该问题。 [0270] 图25是示出本发明的实施方式8的激光雷达装置的结构的框图。图25所示的实施方式8的激光雷达装置构成为，将图12所示的实施方式5的波长复用耦合器14变更为光开关15，并且用连接线将信号处理单元6和光开关15之间连接起来。其它结构相同并标注相同的标号，仅对不同的部分进行说明。 [0271] 信号处理单元6在图12所示的实施方式5的功能的基础上，将波长选择用的时序信号不仅输出给光发送单元1的基准光源11a、11b，而且也输出给光开关15。 [0272] 光开关15选择性地输出由各基准光源11a、11b产生的连续振荡光。该光开关15按照来自信号处理单元6的波长选择用的时序信号，输出对应波长的连续振荡光。 [0273] 在这种情况下，如图26所示，基准光源11a、11b都是始终处于输出状态。在该状态下，光开关15按照来自信号处理单元6的波长选择用的时序信号切换输入端口的点亮及熄灭。由此，能够仅输出对应的波长。 [0274] 另外，作为光开关15，除了使用MEMS等机械式光开关以外，也可以是光波导型开关等任意的光开关。例如，如果是利用了LiNbO3的电光效应的波导型光开关，则能够实现亚皮秒级的高速开闭，具有消除因光断开而引起的光放大器2的干烧问题的效果。另外，与波长复用耦合器14相比，能够进一步集成化、小型化，因而有助于小型化。并且，如果采用基于使用半导体材料的电光效应的光开关，也能够实现多个波长的半导体激光阵列和输出放大用的半导体光放大器的一体化集成，进一步有助于小型化。 [0275] 实施方式9 [0276] 图27是示出本发明的实施方式9的光发送单元1的结构的框图。图27所示的实施方式9的光发送单元1构成为，去除了图8所示的实施方式3的光发送单元1的光强度调制部132，将光相位调制器131变更为双平行光相位调制器(光相位振幅调制器)138，将第2信号产生部134变更为第4～第7信号产生部139a～139d，并对应于第4～第7信号产生部139a～ 139d设置多个信号乘法部136。其它结构相同并标注相同的标号，仅对不同的部分进行说明。 [0277] 另外，第1信号产生部133产生脉冲型的激光雷达装置的发送光所需要的、周期性地反复导通和截止期间的脉冲调制驱动信号WF01。 [0278] 第4～第7信号产生部139a～139d以相互维持90度的相位差的关系的方式产生具有如下的振幅Vπ和恒定周期T的正弦波驱动信号，该振幅Vπ与为了得到双平行光相位调制器138的调制相位π(180度)所需要的驱动电压Vπ相当。此时，第4及第5信号产生部139a、139b产生彼此的相位差是180度的正弦波驱动信号。并且，第6及第7信号产生部139c、139d产生彼此的相位差是180度的正弦波驱动信号。 [0279] 信号乘法部136a～136d输出如下的脉冲串状的正弦波驱动信号(驱动信号)并驱动双平行光相位调制器138，该正弦波驱动信号是在由对应的第4～第7信号产生部139a～139d产生的正弦波驱动信号中、截取与第1信号产生部133产生的脉冲调制驱动信号WF01的脉冲导通期间相当的部分而得到的。 [0280] 双平行光相位调制器138根据由各信号乘法部136a～136d进行相乘得到的脉冲串状的正弦波驱动信号I1(t)、I2(t)、Q1(t)、Q2(t)，对来自光路分支耦合器12的光进行相位调制而赋予偏置频率，作为发送光。 [0281] 下面，参照图28对双平行光相位调制器138的结构及动作进行说明。 [0282] 如图28的(a)所示，双平行光相位调制器138由分波耦合器1381、第1及第2MZ(Mach-Zehnder：马赫-曾德尔)调制器1382a和1382b、90度相移器1383、以及合波耦合器1384构成。 [0283] 在双平行光相位调制器138的动作中，首先，分波耦合器1381对来自光路分支耦合器12的光进行分波。 [0284] 并且，对第1MZ调制器1382a的两系统的信号输入端提供振幅为Vπ电压(第1MZ调制器1382a的相位变化成为180度的电压)、相位差为180度的驱动信号I1(t)、I2(t)。由此，第1MZ调制器1382a进行驱动，对由分波耦合器1381进行分波后的一方的光进行调制。此时，第 1MZ调制器1382a的输出在图28(b)上段的复平面中，在横轴I上在±1的范围内振动地变化。 [0285] 并且，对第2MZ调制器1382b的两系统的信号输入端提供振幅为Vπ电压(第2MZ调制器1382b的相位变化成为180度的电压)、相位差为180度的驱动信号Q1(t)、Q2(t)。由此，第2MZ调制器1382b进行驱动，对由分波耦合器1381进行分波后的另一方的光进行调制。此时，在第2MZ调制器1382b的后级连接的90度相移器1383的输出在图28的(b)上级的复平面中，在纵轴Q上在±1的范围内振动地变化。 [0286] 然后，90度相移器1383使通过第2MZ调制器1382b调制后的光的相位移动90度，合波耦合器1384将通过第1MZ调制器1382a调制后的光和通过90度相移器1383使相位移动了90度后的光合波，作为发送光进行输出。 [0287] 其中，将驱动信号I1(t)与驱动信号Q1(t)的相位差、以及驱动信号I2(t)与驱动信号Q2(t)的相位差设定为90度，来驱动第1及第2MZ调制器1382a、1382b。并且，使合波耦合器1384的合波输出的复数振幅、以在图28的(b)上段所示的复平面的标准化圆的圆周形状中按照正弦波信号的周期循环一周的角速度进行匀角速度运动。 [0288] 此时，使驱动信号I1(t)、I2(t)、Q1(t)、Q2(t)的正弦波的频率与激光雷达装置所需要的频移量一致。由此，能够对输出光信号提供期望的频移。 [0289] 此外，信号乘法部136a～136d将来自第1信号产生部133的脉冲调制驱动信号WF01和来自第4～第7信号产生部139a～139d的正弦波驱动信号相乘，得到图28的(b)下段所示的时序波形。即，在脉冲导通期间中，根据与期望的移动频率一致且维持每隔90度的相对相位差的四系统的正弦波驱动信号波形，驱动双平行光相位调制器138。此外，在脉冲截止期间中，四系统的信号都将输出固定为零。 [0290] 由此，双平行光相位调制器138的输出的复数振幅能够在图28的(b)上段的复平面中实现期望的脉冲调制。即，在脉冲导通期间中达到振幅恒定而且角速度恒定(强度恒定且偏置频率恒定)，在脉冲截止期间中达到振幅0且角速度0(强度0且偏置频率0)。 [0291] 其结果是，在实施方式3、4的激光雷达装置中曾经需要的第2信号产生部134和后级的光强度调制部(半导体光放大器、LN强度调制器)132将不再需要。因此，驱动电路及光路结构变简洁，有助于低成本化。 [0292] 此外，在光通信的领域中多值调制(QPSK、QAM)的需求高涨，可以预测到今后双平行光相位调制器138的流通数比单光相位调制器(光相位调制器131)增加。因此，可以预见基于批量生产效果的低成本化的效果。 [0293] 另外，在不久的将来，将基准光源11、光路分支耦合器12以及双平行光相位调制器138收纳在同一封装体中的模块(包括标准化)的研发的可能性比较大。因此，可以预见有助于小型化、低成本化的效果。 [0294] 另外，作为未来技术，也存在将本发明应用于在硅晶片上利用相同工艺形成电子电路和光回路的硅光子(silicon photonics)的可能性。因此，具有更进一步有助于小型化、低功耗化、低成本化的效果。 [0295] 下面，作为参照例，对于实施方式3的光相位调制器131的动作，在图29的复平面上进行补充说明。图29的(a)是从实施方式3的结构中仅抽取光相位调制器131和光强度调制部(SOA)132而得到的。 [0296] 如该图29的(a)所示，光相位调制器131被输入脉冲串状的锯齿波驱动信号WF04即信号I_PM(t)，光强度调制部132被输入脉冲调制驱动信号WF01即信号I_IM(t)。 [0297] 并且，在脉冲调制驱动信号WF01的脉冲导通期间中，将锯齿波驱动信号WF04的振幅设定为2Vπ电压(光相位调制器131的相位变化成为180度的电压)的整数倍。在这种情况下，光相位调制器131的输出端的复数振幅在图29的(b)上段的复平面中，与图28一样地以匀角速度进行标准化圆的圆周形状的运动。相位的时间变化是固定的，因而可知能够产生固定值的频移。 [0298] 另一方面，在脉冲调制驱动信号WF01的脉冲截止期间中，锯齿波驱动信号WF04的波形被保持为零。在这种情况下，光相位调制器131的输出端的复数振幅在图29的(b)上段的复平面中，被保持在标准化圆和横轴(正值)的交点处。 [0299] 因此，光相位调制器131的输出端的复数振幅在脉冲导通期间中成为恒定角速度的复数振幅(强度恒定且偏置频率恒定)，在脉冲截止期间中成为相位0(但是，强度≠0)，在时间上反复该状态。 [0300] 因此，在实施方式3中，需要在脉冲截止期间中强制性地使振幅为零，需要使用后级的强度调制部132。 [0301] 另外，以上示出了以图8所示的实施方式3的光发送单元1的结构为基础、追加了双平行光相位调制器138的结构。与此相对，也可以是以图10所示的实施方式4的光发送单元1的结构为基础、追加双平行光相位调制器138，并能够得到同样的效果。 [0302] 另外，以上示出了使用双平行光相位调制器138的情况，但只要是对来自光路分支耦合器12的光同时进行相位调制和振幅调制而作为发送光的光相位振幅调制器，则同样都能够适用。 [0304] 产业上的可利用性 [0305] 本发明的激光雷达装置无需使用AO调制器，即可实现在发送侧所需要的频移和脉冲化，由此能够实现装置的小型化及集成化、基于部件数目减少的可靠性提高和成本降低，适合用于例如远程计测气象空间中的风向风速的激光雷达装置等。 [0306] 标号说明 [0307] 1光发送单元；2光放大器；3光循环器；4、4a、4b光学天线单元(光学天线)；5光外差接收机；6信号处理单元；7显示部；8波长分支耦合器；11、11a、11b基准光源；12光路分支耦合器；13光频率/强度调制单元；14波长复用耦合器；15光开关；131光相位调制器；132光强度调制部；133第1信号产生部；134第2信号产生部；135第2光强度调制部；136、136a～136d信号乘法部(第3信号产生部)；137信号运算部；138双平行光相位调制器(光相位振幅调制器)；139a～139d第4～第7信号产生部；1381分波耦合器；1382a、1382b第1及第2MZ调制器；1383 90度相移器；1384合波耦合器。 |
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