本发明涉及效率得到改善的PWM(脉宽调制)方式的降压Buck型DC-DC转换器(converter)，以及使用该转换器的、可以将金属卤化物灯或水银灯等高压放电灯点灯用的点灯装置。

在将直流电源的电压转换成其他值进行输出，且提供给负载的转换器、也就是DC-DC转换器中，特别是作为降压转换的转换器，以往以来多使用如图18所式的降压buck型DC-DC转换器。
该电路结构为，通过FET等的主开关元件Qx’，将直流电源Vin产生的电流反复在接通/断开状态切换，经由主线圈Lx’对平滑电容器Cx’进行充电，就可以将该电压施加到负载Zx。
而且，在上述主开关元件Qx’呈导通状态的期间，由通过上述主开关元件Qx’的电流，在直接进行对上述平滑电容器Cx’的充电以及对上述负载Zx的电流供给的同时，在上述主线圈Lx’以磁通的形式蓄积能量，当上述主开关元件Qx’呈断开状态的期间，由以磁通形式被蓄积在上述主线圈中的能量，经由上述旁路二极管(flywheel diode)Dx’对上述平滑电容器Cx’进行充电以及向上述负载Zx供给电流。
该转换器是以上述主开关元件Qx’的PWM控制为基础进行动作的。具体来说就是，将相对于上述主开关元件Qx’的接通状态、断开状态周期的接通状态时间宽度的比，也就是导通比进行反馈控制，由此，即使上述直流电源Vin的电压产生变动，也可将对上述负载Zx的供给电压控制在所需(例如固定的)值，或将供给电流控制在所需值，或将供给功率控制在所需值。
当然，作为上述那样所需的供给能力(电压、电流或功率等)的值，可以是固定值，也可以是使其时间性变化的值。而且，为了对上述那样的所需供给能力进行反馈控制，就需要用于进行输出电压或输出电流检测的检测器及反馈控制电路，但图示省略。
在图19中表示的是该转换器的电压及电流波形的一例。上述主开关元件Qx’若呈导通状态，则加载于上述主开关元件Qx’的电压VxD’，从上述直流电源Vin的电压迁移到大致0V，但该迁移并非瞬间进行的，而是需要有限的时间。
这时，在上述主开关元件Qx’的电压VxD’逐渐下降的过程中，上述主开关元件Qx’的电流IQx’开始逐渐流动，因此，电压VxD’与电流IQx’都存在非零的期间，只有这时的电压和电流的积的时间积分后的量，每次向上述主开关元件Qx’接通状态迁移时，在上述主开关元件Qx’中产生开关损耗SwL。
虽然这样的开关损耗，由于与上述的向接通状态迁移时的情况是相同的过程，在向断开状态迁移时也会发生，但通常向接通状态迁移时的损耗更大。其原因在于，例如，上述主开关元件Qx’为FET时，存在有源-漏间的寄生静电电容，在上述开关元件Qx’的断开状态期间，由上述直流电源Vin的电压被充电至该静电电容的电荷，在向接通状态迁移时被强制短路放电，这时所消耗的能量被加到上述开关损耗SwL中。
若存在这样的开关损耗，转换器不仅会具有效率低下的问题，而且由于上述主开关元件Qx’的发热量大，因此就必须使用耐损耗量大的开关元件，还必须附加散热效率高的大散热器，因此导致转换器体积庞大，成本过高的问题。而且，还要具备高能风扇以提供冷却散热器用的冷却风，进而其效率低下、体积庞大，成本过高的问题更加严重。
为了解决上述问题，过去已有许多方案。主要是这样一种技术，就是使上述电压VxD’和电流IQx’都不为零的期间不存在的技术，通常，将开关元件的电压为零时进行开关的技术称为零电压开关，将开关元件的电流为零时进行开关的技术称为零电流开关，利用所谓的LC谐振，通过将加载于开关元件的电压或者流经开关元件的电流，暂时替换成由L成分(线圈)感生的电压或流到C成分(电容)的电流，实际降低为零，在此期间多是将开关元件迁移到接通或者断开的状态。
例如，在日本专利厅专利公开公报，平1-218352中，提出了电流谐振型降压Buck型DC-DC转换器的方案。但是，该方案与以往的降压Buck型DC-DC转换器相比，流到主开关元件Qx’的电流由于谐振而具有较高的峰值，因此必须使用额定电流较高的开关元件。此外，如果开关频率比谐振频率高的情况下，电流较高时，使开关元件呈断开状态，就有可能进一步增加损耗。
而且，这样的电路结构，假设DC-DC转换器中的输出电压为固定值，使用开关频率也一定的PWM方式的情况下，由于必须将该导通比与谐振频率相整合，因此在导通比的范围上有限制，只能实现额定输出电压周围的高效率化，完全没有考虑用于与负载的变化相对应的准则或条件。
而且，例如在日本专利厅专利公开公报，平11-127575中，提出了具有下述结构的降压Buck型DC-DC转换器的方案，即，针对上述主线圈Lx’追加了次级线圈来作为变压器的结构。
在该方案中，虽然记载的是在上述变压器上连接辅助开关元件，从而作为正向转换器使其进行动作的，但却完全没有考虑到其动作所引起的向输出电流的脉动的增加。另外，追加的辅助开关元件不能进行零电压开关，进而必须追加线圈来进行零电流开关。
该零电流开关的情况下，与零电压开关不同，被充电到上述主开关元件的寄生静电电容的电荷，在向接通状态迁移时会被强制短路放电，上述方案并不能解决由此而产生的能量消耗损耗的问题，因此并不理想。
另一个例子，在日本专利厅专利公报，特开2001-37214中，提出了具有下述结构的降压Buck型DC-DC转换器的方案，该结构附加有谐振线圈与谐振电容以及辅助开关元件。
上述方案中，在辅助开关元件为例如FET的情况下，为了进行栅驱动，必须使用脉冲变压器、光电耦合器或者高边驱动器(highside driver)等绝缘栅驱动机构。本来，为了主开关元件的栅驱动，也同样必需绝缘栅驱动机构，但由于绝缘栅驱动机构成本较高，为了辅助开关元件驱动而必需要有绝缘栅驱动机构，就会造成部件数量增加、电路结构复杂，从而导致很难降低成本的问题。
另一方面，若考虑到降压Buck型DC-DC转换器的应用，例如，用作定压电源的时候，由于输出电压比较稳定，很容易稳定地满足上述那样的LC谐振电路的谐振条件。
但是，作为用于点灯金属卤化物灯和水银灯等高压放电灯的点灯装置而使用的情况下，根据作为负载的灯的状态，作为输出电压的灯电压变化较大，在这种情况下，由于显示出急剧的变化，必须要有特别注意的设计，转换器也必须是适于这样的设计的。
这里，说明了作为转换器的负载的、上述高压放电灯的特征。一般高压放电灯Ld具有下述结构，在放电空间Sd内封入含有水银的放电介质，并向面对地设置有一对用于主要放电的电极E1、E2，上述电极E1、E2之间产生电弧放电，将这时从电弧等离子体所发出的放射作为光源来使用。
高压放电灯Ld与一般负载不同，与其说成是阻抗元件，其实表现的特性更接近齐纳二极管。也就是说，即使流过的电流有所变化，灯电压也不太会变化。但是，与齐纳电压相当的灯电压，根据放电状态会具有较大的变化。
具体来说，在放电开始前的状态下，由于几乎没有流过电流，对应的是齐纳电压极大的状态。通过使高压脉冲发生器等的启动器动作，开始进行放电，并产生辉光放电，例如，是放电空间Sd的容量为每1立方毫米含有0.15mg以上的水银的放电灯的情况下，显示出180～250V的辉光放电电压。因此，作为上述放电开始状态，是在预先将辉光放电电压以上的电压，就是通常为270～350V左右的、被称为无负载开放电压的电压加载到高压放电灯上的状态下，如上述那样地使启动器动作。
上述电极E1、E2通过辉光放电被充分加热，则虽被突然转到电弧放电，但在转变之后，显示出较低的8～15V的电弧放电电压，这就是过渡性的电弧放电。通过电弧放电将水银蒸发，并随着进一步的水银蒸气的加热，电弧放电电压逐渐上升，并在不久达到50～150v的额定电弧放电。另外，处于额定电弧放电的电压也就是灯电压，与被封入放电空间Sd的水银密度或上述电极E1、E2之间的间隙距离相依存。
而且，在转换到电弧放电以后，会依靠水银蒸气状态，突然回到辉光放电，存在着在电弧放电与辉光放电之间反复剧烈变换的现象。
由于在恒定的直流电源Vin的电压基础上，降压Buck型DC-DC转换器的输出电压，是近似的直流电源Vin的电压乘上导通比的值，因此降压Buck型DC-DC转换器可以近似地看作是直流定压电源。
另一方面，在理想的电路理论中，对于直流定电压电源，由齐纳二极管作为负载，也就是再连接一个直流定压电源的情况下，该理论就会产生破绽，无法合理地进行解释。若要非要进行描述的话，在定压电源连接齐纳二极管作为负载时，定压电源的输出电压比齐纳电压低的情况下，齐纳二极管完全没有电流流过，相反地定电压电源的输出电压高于齐纳电压的情况下，就会流过无限大的电流。
将近似地看作齐纳二极管的放电灯作为负载连接到现实存在的降压Buck型DC-DC转换器上的情况下，转换器的输出电压低于齐纳电压时，引起放电的中断，相反地，转换器输出电压高于齐纳电压时，由直流电源Vin或转换器的电流供应能流所决定的过大电流流过灯。
因此，就需要具有下述特性，即，与高压放电灯的放电电压相配合地，在PWM控制下，在较宽的可变范围内，可尽早使导通比变化，还要求具有下述特性，即，可以维持由谐振动作而带来的降低开关损耗的运转，以便在用于点灯高压放电灯的点灯装置中，在向高压放电灯供电用的转换器上，如上所述，即使由于放电状态、也就是无负载开放电压加载状态(放电开始前的状态)、辉光放电状态、过渡性的电弧放电状态、额定电弧放电状态的不同而带来的较大且剧烈地变化的相当于齐纳电压(ツエナ電圧)的放电电压，也不会产生放电中断、或流过电流过大而使灯或转换器电路本身损坏，。
而且，流过放电灯的电流中所含的脉动(リツプル)较大时，就会产生由于音响共鸣引起的放电不稳定或闪烁、或中断，因此，对于转换器就要求输出电流的脉动较小。因此，为了降低开关损耗而设置的谐振电路的动作，不得助长多余的脉动成分的产生。
例如，在前面所引用的日本专利厅专利公开公报，平11-127575中所记载的降压Buck型DC-DC转换器的情况下，虽然主线圈兼作谐振动作用变压器，但本来，主线圈在降压Buck型DC-DC转换部的基本动作中，在主开关元件呈接通状态期间，在其两端保持输入的直流电源电压和输出电压的差电压，使得输入的直流电源电压不直接加载到负载。
因此，输出电压变化较大时，当然兼作主线圈的用于谐振动作的变压器的初级侧的电压也具有较大变化，由于被传送到用于谐振动作的变压器的次级侧电路的能量也产生较大变化，结果，谐振动作也发生较大变化。因此，日本专利厅专利公开公报，平11-127575中所记载的降压Buck型DC-DC转换器并不适合作为对高压放电灯供电用的转换器。
如上所述，为了避免降压Buck型DC-DC转换器大型化、高成本，就必须降低开关损耗，但在以往技术中，具有输出电压的宽幅可变范围，很难降低谐振电路的追加所带来的成本增加。特别是，很难找到适合的作为点灯高压放电灯用的点灯装置而被使用的转换器。
专利文献1    特开平1-218352号专利文献2    特开平11-127575号专利文献3    特开2001-37214号发明内容本发明的目的在于提供一种可解决以往DC-DC转换器所具有的问题的DC-DC转换器，也就是说，可解决在主开关元件的宽幅导通比可变范围内，很难实现以低成本降低开关损耗的问题。
而且本发明的目的还在于提供可解决以往高压放电灯点灯装置所具有的问题的高压放电灯点灯装置，即，可解决难于以低成本实现降低开关损耗的问题。
为解决上述问题，本发明的方案1的发明，提供DC-DC转换器，其特征在于，在具有：直流电源Vin、可进行通断控制的主开关元件Qx、与上述主开关元件Qx串联连接的主线圈Lx、以在上述主开关元件Qx成为断开状态时上述主线圈Lx的感应电流流过的方式被设置的旁路二极管Dx、用于使上述主线圈Lx的输出平稳的平滑电容器Cx的降压Buck型DC-DC转换器中，此外，还设置了具有初级侧线圈Pw以及次级侧线圈Sw的辅助变压器Tw，将上述初级侧线圈Pw、上述直流电源Vin、上述主开关元件Qx、上述旁路二极管Dx串联连接，并形成串联连接上述次级侧线圈Sw、谐振电容Cw、可进行通断控制的辅助开关元件Qw的闭环，上述主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw被进行控制，以使得成为交替接通的状态，并使得从上述辅助开关元件Qw成为断开状态起，在预定时间τzz以内上述主开关元件Qx成为接通状态。
本发明的方案2为，提供DC-DC转换器，其特征在于，在上述方案的1的发明中，在上述辅助变压器Tw的次级侧线圈Sw和辅助开关元件Qw和谐振电容Cw被串联连接而成的闭环中，辅助开关元件Qw的一端被连接在直流电源Vin的接地节点上。
本发明的方案3为，提供DC-DC转换器，其特征在于，在具有：直流电源Vin、可进行通断控制的主开关元件Qx、与上述主开关元件Qx串联连接的主线圈Lx、以上述主开关元件Qx成为断开状态时上述主线圈Lx的感应电流流过的方式被设置的旁路二极管Dx、用于使上述主线圈Lx的输出平稳的平滑电容器Cx的降压Buck型DC-DC转换器中，此外还设置了具有初级侧线圈Pw以及次级侧线圈Sw的辅助变压器Tw，将上述初级侧线圈Pw、上述直流电源Vin、上述主开关元件Qx、上述旁路二极管Dx串联连接，并将由上述次级侧线圈Sw、谐振电容Cw、可进行通断控制的辅助开关元件Qw串联连接而成的串联电路，连接在直流电源Vin的接地节点、和旁路二极管Dx与主线圈Lx的连接点之间，上述主开关元件Qx与上述辅助开关元件Qw被进行控制，以使得成为交替接通的状态，并使得从上述辅助开关元件Qw成为断开状态起，在所定时间τzz以内，上述主开关元件Qx成为接通状态。
本发明的方案4为，提供高压放电灯的点灯装置，其将放电介质封入到放电空间Sd中，用于点灯高压放电灯Ld，该高压放电灯Ld设有相对置的一对主要的放电用的电极E1、E2，其特征在于，用于给上述高压放电灯Ld供电的DC-DC转换器，是权利要求1～3所述的DC-DC转换器。
作用首先，对方案1的发明的作用进行说明。
详细内容如后面所述，本发明，由于如用于解决上述问题的技术方案部分所记载的那样地构成DC-DC转换器，由此，主开关元件Qx在成为接通状态之前，使辅助开关元件Qw呈断开状态，在初级侧线圈Pw上将主开关元件Qx反偏压的方向上感应出电压，并经由旁路二极管Dx，对主开关元件Qx的寄生静电电容的电荷进行放电，由此起到当主开关元件Qx呈接通状态时成为零电压开关的作用。
此外，如下所述那样被控制为，从主开关元件Qx成为断开状态起，在预定时间τxx以内辅助开关元件Qw呈接通状态，由此，在辅助开关元件Qw呈接通状态以前，主开关元件Qx为断开状态，在次级侧线圈Sw中对辅助开关元件Qw反偏压的方向上感应出电压，并对辅助开关元件Qw的寄生静电电容的电荷进行放电，由此当辅助开关元件Qw成为接通状态时，可以成为零电压开关。
附图说明
图1为本发明第1方案的DC-DC转换器的电路结构图。
图2为方案1的DC-DC转换器的电路结构所对应的电压及电流波形图。
图3为本发明方案2的DC-DC转换器的电路结构图。
图4为本发明方案3的DC-DC转换器的电路结构图。
图5为方案3的DC-DC转换器电路图所对应的电压及电流波形图。
图6为本发明方案4的DC-DC转换器的电路结构图。
图7为本发明方案1的一实施例的附图。
图8为本发明方案1的一实施例的附图。
图9为本发明方案2的一实施例的附图。
图10为本发明方案3的一实施例的附图。
图11为本发明DC-DC转换器的驱动控制部Gw以及反馈控制部Fb的结构图。
图12为本发明DC-DC转换器的驱动控制部Gw以及反馈控制部Fb的局部电路结构的一实施例的附图。
图13为本发明方案4的一实施例的附图。
图14为本发明方案4的一实施例的附图。
图15为本发明方案4的一实施例的附图。
图16为本发明方案4的一实施例的附图。
图17为方案3的DC-DC转换器的实测电压及电流波形图。
图18为以往的降压Buck型DC-DC转换器的电路结构图。
图19为以往的降压Buck型DC-DC转换器电路结构的电压及电流波形图。

图1表示的是本发明的DC-DC转换器的电路结构的简化图，而图2表示的是上述图1电路的各部分波形的概念性示图。此外，图17表示的是针对上述图2所记载的波形的一部分，作为参考的实测波形。
在该电路结构中，以与上述以往的降压Buck型DC-DC转换器相同的下述结构为基础，即，由FET等构成的主开关元件Qx为接通状态期间，经由与上述主开关元件Qx串联连接的主线圈Lx，流过以直流电源Vin为电源的电流，并进行向连接在上述主线圈Lx的、与上述主开关元件Qx相反的端子上的平滑电容器Cx的充电，以及向与上述平滑电容器Cx并联连接的负载Zx供应电流，同时，在上述主线圈Lx以磁通的形式蓄积能量，上述主开关元件Qx呈断开状态期间，通过在上述主开关元件Lx以磁通形式蓄积的能量，阴极通过连接在上述主开关元件Qx和上述主线圈Lx之间的接点的旁路二极管Dx，进行向上述平滑电容器Cx的充电以及向上述负载Zx的电流供应。
而且，在该电路结构中，在与上述以往的降压Buck型DC-DC转换器相同的结构基础上，还有下述结构，即，连接辅助变压器Tw以便使其初级侧线圈Pw、上述直流电源Vin、上述主开关元件Qx以及上述旁路二极管Dx成为串联连接，而且在上述辅助变压器Tw的次级侧线圈Sw上形成串联连接其和谐振电容器Cw和辅助开关元件Qw的闭环地被连接着。
这里，虽然基本上是使上述主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw，在其中一方呈接通状态时另一方呈断开状态地动作，但在上述主开关元件Qx呈接通状态之前，只在后述的禁止开关导通期间гy提前进行，从而将上述辅助开关元件Qw控制成为断开状态。
上述图2所述的从时刻t1到时刻t2的期间内，上述主开关元件Qx为接通状态，来自上述直流电源Vin的电力供应，经由上述辅助变压器Tw的上述初级侧线圈Pw而进行。这时，上述辅助变压器Tw的上述次级侧线圈Sw尽管也产生与上述辅助变压器Tw的初级次级圈数比相对应的电压，但由于与次级侧线圈连接的辅助开关元件Qw呈断开状态，因此，上述次级侧线圈Sw中没有电流通过。所以，在该期间内，在上述辅助变压器Tw中蓄积预定的磁能。该能量被有效地用于在后面进行谐振动作。
接着，在时刻t2时，若上述主开关元件Qx呈断开状态，则在上述主开关元件Qx上被加载有上述直流电源Vin的电压，因此，上述主开关元件Qx的寄生静电电容被进行充电直到该电压。
在上述时刻t2，同时在上述辅助变压器Tw的次级侧，通过回扫动作，上述辅助变压器Tw中所蓄积的能量被释放，上述次级侧线圈Sw与上述谐振电容Cw以及上述辅助开关元件Qw的闭环中，开始流过谐振电流，并开始对上述谐振电容Cw充电。但是，对于上述辅助开关元件Qw，通过与其并联连接的反并联二极管Dqw，开始流过电流，必须设计上述辅助变压器Tw的次级侧线圈的缠绕方向。此外，这时的谐振现象，是由上述次级侧线圈Sw的电感与上述谐振电容Cw而产生的LC谐振。
这里，对于上述反并联二极管Dqw，例如上述辅助开关元件Qw为MOSFET时，是作为寄生元件而存在的，可以将其直接加以利用。
此外，对于使上述辅助开关元件Qw为接通状态的时刻，在不与上述主开关元件Qx的接通期间相重叠地确保时间富余的基础上，如果使上述主开关元件Qw呈断开状态，尽快将上述辅助开关元件Qw呈接通状态是有利的。其原因在于，在上述反并联二极管Dqw流过电流的期间，产生上述反并联二极管Dqw的顺方向电压，这时，上述辅助开关元件Qw若为接通状态，就可以降低上述反并联二极管Dqw的顺方向电压，根据与所谓同步整流情况相同的原理，可使上述反并联二极管Dqw以及上述辅助开关元件Qw中的损耗得以降低，这是本发明的优点之一。
在上述辅助变压器Tw的次级侧电路中流过的谐振电流的峰值、以及被加载到上述谐振电容Cw上的谐振电压的峰值，根据构成电路的元件的各常数产生变化，因此，可以与所使用的元件的容量耐量和成本相关联地采用有利的各常数的组合。例如，对于上述辅助变压器Tw的初级次级圈数比，虽然通常是1左右，但也可以在0.5～2的范围内选择有利的值。
在上述谐振电容Cw上所加载的电压的峰值，与降压Buck型DC-DC转换器的输出功率大体呈比例。例如，若是恒定功率控制，加载在谐振电容Cw上的电压的峰值大致恒定。输出功率小时，加载在上述谐振电容Cw上的电压峰值就变低，就有可能不能进行充分的谐振动作，但由于此时输出功率较小，因此本来的开关损耗也小，因此不会成为本发明的缺点。所以，为进行谐振动作，只要根据所使用的最大输出功率附近的条件，设定构成电路的元件的各常数即可。
本发明的电路结构中，设有与基本的(以往的)降压Buck型DC-DC转换器部分相独立的上述辅助变压器Tw以及上述次级侧电路，通过使其进行谐振动作，达到降低开关损耗的目的。因此，构成谐振电路的电路元件的各常数、也就是谐振电路的参数，可以基本独立地来设定。
因此，例如，将上述辅助变压器Tw的初级侧线圈Pw的电感有意设定得比上述主线圈Lx的电感小，也可以得到能实现较佳的谐振动作的设计。由此，本发明中，就像将上述高压放电灯作为负载时那样，即使在输出电压变化较大这样的条件下，降压Buck型DC-DC转换器部的基本动作，被规定成实质上只与上述主线圈Lx的电感相依存。
另一方面，上述辅助变压器Tw的初级侧线圈Pw，设置在向基本的降压Buck型DC-DC转换器部分供应能量的路径上，因此上述主开关元件Qw呈接通状态的期间中，上述辅助变压器Tw中所蓄积的磁能，与开关动作的每一个周期向负载所供应的能量大体上成比例，该关系几乎与被加载到负载上的电压无关。
因此，即使在输出电压变化较大这样的条件下，也不会使供应到负载的功率产生大幅的变化，对谐振电容Cw进行充电的电压几乎不发生变化。由此，只具有有意地比上述主线圈Lx小的电感的上述辅助变压器Tw中的谐振现象，很难受到负载中的条件变动的影响，该特征也是本发明的一大优点。
在上述图2所述的时刻t3，上述谐振电容Cw的谐振电压达到峰值，上述辅助变压器Tw的次级侧电路中所流过的谐振电流为零，接着开始与到此为止反向流动。如上所述，上述辅助开关元件Qw向接通状态的迁移，从该时刻之前的、上述主开关元件Qw呈断开状态的上述时刻t2起开始，有电流流过上述反并联二极管Dqw，且将上述辅助开关元件Qw的电压，在只产生上述反并联二极管Dqw的顺方向电压的期间гx内结束，由此，即可达到零电压开关。
也就是说，上述辅助开关元件Qw成为接通状态的时刻，不与上述主开关元件Qx的接通期间相重叠地确保时间富余，除此之外还可通过设定地比上述期间τx的时间长度τxx短，由此，即使在上述辅助开关元件Qw的开关动作中也可以将开关损耗抑制得较低，这也是本发明的一大优点。
如上所述，在上述主开关元件Qx呈接通状态以前，只在开关导通禁止期间τy提前进行，上述图2所述的时刻t4，将上述辅助开关元件Qw控制在断开状态。
如上所述，在上述主开关元件Qx中流过顺方向电流的期间内的、上述时刻t2，虽然是通过切断流过上述辅助变压器Tw的上述初级侧线圈Pw电流，并借助回扫动作，开始使上述方向的电流在上述次级侧线圈Sw流过，但与此相同，也可以通过切断上述时刻t4时流过上述次级侧线圈Sw的电流，并借助回扫动作，再次开始使电流在上述初级侧线圈Pw流过。
但这时，被切断的上述次级侧线圈Sw的电流的方向，是与上述时刻t2时相反的方向，因此，在上述初级侧线圈Pw开始流过电流时的方向也是反方向的、开始在上述开关元件Qx流过相反方向的电流。也就是说，通过由上述辅助变压器Tw的上述初级侧线圈Pw、上述旁路二极管Dx、以及与上述主开关元件Qx并联连接的反并联二极管Dqx构成的通路，开始从上述直流电源Vin的接地端子向正端子流出电流。
这时，在上述主开关元件Qx的寄生静电电容中所充入的电荷被抽出，之后，在上述反并联二极管Dqx流过电流的期间，保持在上述主开关元件Qx的两端只产生上述反并联二极管Dqx的顺方向电压。
这里，对于上述反并联二极管Dqx，例如上述主开关元件Qx为MOSFET的情况下，是作为寄生元件存在的，可以那样直接地使用。
此外，由上述时刻t4时的回扫动作而使电流从上述直流电源Vin接地端子流向正端子的上述现象，意味着转移到上述辅助变压器Tw的次级侧电路的谐振动作的能量，在上述直流电源Vin中再生，没有无谓地消耗能量正是本发明的一大优点。
如上所述，在上述辅助开关元件Qw呈断开状态以后，在只经过了上述开关导通禁止期间τy的、图2所述的时刻t5时，上述主开关元件Qx成为接通状态，但这在下述期间内结束，该期间为，在上述反并联二极管Dqx中流过电流且在上述主开关元件Qx的两端，只产生上述反并联二极管Dqx的顺方向电压的状态的期间。
由上所述，上述反并联二极管Dqx中流过的电流，不久在图2所述的时刻t6时变为零，接着反转，沿上述主开关元件Qx的顺方向流动时，可以实现零电压开关。也就是说，可以在上述主开关元件Qx向接通状态转移的动作中，将开关损耗控制在较低水平，这也是本发明的优点。
此外，对于在上述图2中，从上述辅助开关元件Qw成为断开状态的上述时刻t4开始，直到上述反并联二极管Dqx中所流过的电流成为零的上述时刻t6的期间τz，为了绘图方便，将其绘制成较长的期间，但在实际的电路动作中，上述主开关元件Qx的寄生静电电容，通常是从几pF到几十pF左右这样的小电容，因此上述期间τz是很短的期间。
上述开关导通禁止期间τy，在上述主开关元件Qx成为接通状态的时刻，不与上述辅助开关元件Qw的接通期间相重合地确保时间余量的基础上，还必须设定地比上述期间τz的时间长度τzz短。只要满足该条件，上述开关导通禁止期间τy可以被设定成固定的，也可以是根据条件而变化的。
如上所述，若为本发明的方案1的发明，在向上述主开关元件Qx的接通状态的迁移动作中，可以降低开关损耗。而且，上述辅助变压器Tw以及次级侧电路，与基本的降压Buck型DC-DC转换器的电路结构相独立地设置，通过将上述辅助变压器Tw的初级侧线圈Pw的电感，有意设定成比上述主线圈Lx的电感小，上述辅助变压器Tw的谐振现象，就很难受到负载条件变化的影响，就可以在主开关元件的较宽的导通比可变范围内降低开关损耗。
而且，若适当设定上述辅助变压器Tw及其次级侧电路的参数，即使是在上述辅助开关元件Qw的向接通状态的迁移动作中，也可以降低开关损耗，而且，可以使转移到上述辅助变压器Tw的次级侧电路的谐振动作的能量，在上述直流电源Vin中再生，因此可以实现整体高效率的DC-DC转换器。
下面，说明方案2的发明的作用。图3是本发明DC-DC转换器的结构的简化示意图。在该图的电路结构中，与上述图1所述的电路结构相比，除了上述辅助开关元件Qw的一端被连接到上述直流电源Vin的地线这点不同之外，其他基本动作都相同。
为了对转换器的供给能力进行反馈控制，反馈控制电路必须具有输出电压检测装置或输出电流检测机构，以获得输出电压或输出电流的信息，为了低成本地实现这些，最好是用分压电阻或分流电阻。为了将由分压电阻和分流电阻检测出的信号传送到反馈控制电路，反馈控制电路与分压电阻、分流电阻就必须被连接在公用电位的接点上。作为该公用电位的接点，最好设定在电位变动小的、上述直流电源Vin的地线上。
这时，将上述辅助开关元件Qw的一端连接到相同的上述直流电源Vin的地线，由此，反馈控制电路就具有下述优点，即，减少了用于实现上述辅助开关元件Qw的通断控制的部件数量。例如，上述辅助开关元件Qw是FET的情况下，上述辅助开关元件Qw的源极端子被连接到上述直流电源Vin的地线上，由此，通过来自连接在相同的上述直流电源Vin的地线上的反馈控制电路的非绝缘的信号，就可以直接驱动上述辅助开关元件Qw的栅极端子。
如果在上述辅助开关元件Qw的源极端子没被连接在上述直流电源Vin的地线的情况下，根据来自反馈控制电路的信号，在驱动上述辅助开关元件Qw的栅极端子时，必须附加绝缘用的脉冲变压器、光电耦合器、或者被称为高边驱动器的IC等。
这些脉冲转换器、光电耦合器、以及所谓高边驱动器的IC等造价较高，而且会增加转换器的体积和重量，为不利因素。而且由于这些装置会产生信号的迟滞或延迟，例如，在上述主开关元件Qx的PWM控制中，在实现导通比较小的状态时，例如由于信号的迟滞及延迟，来自反馈控制电路的信号消失，不能进行所需的栅驱动，这些在性能上都十分不利。
如上所述，若为本发明的方案2，就不需要绝缘用的脉冲转换器、光电耦合器、或者被称为高边驱动器的IC等，因此具有以低成本实现小型轻便的高性能DC-DC转换器的优点。
下面，说明方案3的发明的作用。图4是表示本发明降压Buck型DC-DC转换器结构的示意图。该电路的结构与上述图3所述的电路结构相似，其不同点在于，谐振电容Cw的一端被连接在主线圈Lx与旁路二极管Dx的连接点。
因此，基本动作与上述图1所述电路基本相同故省略其详细说明，但流过辅助变压器Tw的次级侧线圈Sw的谐振电流的路径有所不同。具体来说，主开关元件Qx呈断开状态，与辅助开关元件Qw并联连接的反并联二极管Dqx中流过电流的期间，通过谐振电流，可以通过主线圈Lx向负载Zx供应电流，因此有利于降低脉动电流成分。
图5表示的是上述图4电路中的各部分波形的概念性示图。上述主开关元件Qx以及上述辅助开关元件Qw分别向接通状态迁移时，进行零电压开关这点与上述图1所记载的电路相同，其可实现能够降低开关损耗的高效率的DC-DC转换器。
而且，相对于上述辅助变压器Tw的初级侧线圈Pw与上述主开关元件Qx的串联连接而被并联连接的二极管Dw，为防止下述情况而设置的，即，在上述主开关元件Qx与上述主线圈Lx的连接点的接点的电位上，上述主开关元件Qx向接通状态的迁移时，会产生较大的激振的情况。因此，由于存在该激振，例如在没有超过电路元件的额定值等的不利情况下，省略上述二极管Dw也可以。
在该电路结构中，上述辅助开关元件Qw的一端，也连接在上述直流电源Vin的地线上，因此，由于上述原因，可低成本地实现小型轻便的高性能DC-DC转换器。
此外，如上所述，由于本发明的DC-DC转换器是，主开关元件Qx、辅助开关元件Qw都实现零电压开关动作，在降低开关损耗的同时还可以降低噪声。
下面，说明方案4的发明的作用。如以往技术部分所述，高压放电灯的放电电压，由于会根据放电状态、也就是无负载开放电压加载状态(放电开始前的状态)、辉光放电状态、过渡性的电弧放电状态、以及额定电弧放电状态的不同，而产生较大且剧烈的变化，因此用于对高压放电灯供电的转换器要求具有下述特性，即，要配合高压放电灯的放电电压地在PWM控制中，可在较广的可变范围内尽快使导通比改变，而且，还要求具有能够维持通过谐振动作而降低了开关损耗的运转的特性。
如上所述，本发明的降压Buck型DC-DC转换器，上述辅助变压器Tw以及次级侧电路是，被与作为基本的降压Buck型DC-DC转换器的电路结构相独立地设置的，通过将上述辅助变压器Tw的初级侧线圈Pw的电感有意设定地比上述主线圈Lx的电感小，上述辅助变压器Tw中的谐振现象，很难受到负载的条件变化的影响，因此，可在主开关元件的宽幅导通比可变范围内降低开关损耗。因此，适合作为用于对高压放电灯供电的转换器，具有上述结构的用于点灯高压放电灯的点灯装置具有良好的功能。
图6是表示对高压放电灯供电用的DC-DC转换器是本发明的上述图3所记载的降压Buck型DC-DC转换器的、用于点灯高压放电灯Ld的点灯装置的电路结构简化示意图。
为了成为将上述高压放电灯Ld点灯用的点灯装置，相对于上述图3，而追加了起动装置Ui、作为输出电流检测器的分流电阻R1、作为输出电压检测器的分压电阻R2、R3、反馈控制部Fb。
在上述起动装置Ui中，经由电阻Ri，由灯电压VL对电容Ci进行充电。将栅驱动电路Gi激活，则由晶闸管等构成的开关元件Qi导通，由此，上述电容Ci通过变压器Ti的初级侧线圈Pi放电，并在次级侧线圈Hi上产生高电压脉冲。所产生的高电压脉冲被施加在上述高压放电灯Ld的两极的电极E1、E2之间，在放电空间Sd内产生绝缘击穿，从而使上述高压放电灯Ld的放电开始。
利用上述分流电阻R1的灯电流检测信号Sxi、以及利用上述分压电阻R2、R3的灯电压检测信号Sxv被输入到上述反馈控制部Fb，从上述反馈控制部Fb向上述驱动控制部Gw提供PWM信号Sa，上述驱动控制部Gw，凭借上述方法，进行主开关元件QX和辅助开关元件Qw的驱动控制。
上述反馈控制部Fb根据上述灯电压检测信号Sxv，在上述高压放电灯Ld的放电开始以前，进行无负载开放电压的反馈控制。上述起动器Ui产生高压脉冲，上述高压放电灯Ld的放电开始，例如通过上述灯电流检测信号Sxi，上述反馈控制部Fb可以检测出。
而且，上述反馈控制部Fb，通过将目标灯功率值除以由上述灯电压检测信号Sxv算出的灯电压值，来算出该时刻的目标灯电流值，在内部生成与该目标灯电流值相对应的目标灯电流信号，从而进行灯电流的反馈控制，以便其与上述灯电流检测信号Sxi的差异变小。
但是，如上所述，经过辉光放电从而转到过渡性的电弧放电之后，灯电压降低，与该灯电压值相对应地算出的目标灯电流值为过大值，因此直到不久灯电压上升从而能算出妥当的目标灯电流值为止，最好进行控制以确保灯电流值在某一上限值，。
当然，从以上说明可知，由本发明的上述图1或上述图4所记载的降压Buck型DC-DC转换器来构成，用于点灯高压放电灯的点灯装置也具有良好的机能。
实施例图7表示的是，作为本发明方案1的发明的一实施例，由主开关元件Qx在后级配置有辅助变压器Tw的本发明的DC-DC转换器的形式，可具有与上述图1所记载的发明相同的效果。
图8表示的是，作为本发明方案1的发明的一实施例，将辅助变压器Tw，配置在排设有主开关元件Qx与主线圈Lx的线相对的线(直流电源Vin的接地线)上的本发明DC-DC转换器的形式，其可具有与上述图1所记载的发明相同的效果。
图9表示的是本发明方案2的发明的一实施例的图。图中表示的是本发明的DC-DC转换器的形式。主开关元件Qx以及辅助开关元件Qw是例如FET时，他们的源极端子两者都被连接在直流电源Vin的接地侧的节点Gnd上。
若将用于控制这些开关元件的控制电路用的电源的地线，设置在相同的上述直流电源Vin的上述接地侧节点Gnd上，就不需要为了上述主开关元件Qx以及上述辅助开关元件Qw的栅驱动，而设置的脉冲变压器或光电耦合器、高边驱动器灯的绝缘栅驱动机构，因而不仅可以具有与上述图3情况相同的效果，还可以进一步降低成本并达到小型轻便的效果。
图10表示的是，作为本发明方案3的发明的一实施例，这里，在主开关元件Qx的后级，配置有辅助变压器Tw的本发明DC-DC转换器的形式，可具有与上述图4所记载的形式相同的效果。
图11表示的是本发明DC-DC转换器的上述驱动控制部Gw与上述反馈控制部Fb的结构的简化图。
反馈控制部Fb是由能进行下述动作的驱动能力控制电路Ud构成的，就是通过用目标灯功率值除以由上述灯电压检测信号Sxv算出的灯电压值、来算出目标灯电流值的计算电路Uj，进行计算，使目标灯电流信号Sbv及该时刻的灯电流检测信号Sxi的差异变小，以这种方式反馈性地进行脉冲幅度调制。
从上述驱动能力控制电路Ud，输出上述PWM信号Sa。这里，上述主开关元件Qx上述辅助开关元件Qw必须交替呈接通状态，因此，生成了应形成上述主开关元件Qx的驱动信号的主开关PWM信号Sax，及其反转的信号、也就是应形成上述辅助开关元件Qw的驱动信号的辅助开关PWM信号Saw，他们通过上述驱动控制部Gw被变换为用于驱动开关元件的信号。
上述辅助开关元件Qw呈断开状态以后，要在预定时间τzz以内将上述主开关元件Qx控制成接通状态，因此，需要追加用于延迟驱动上述主开关元件Qx的时刻的延迟电路Un，从而能够调整该时间。
接着，设置驱动上述主开关元件Qx与上述辅助开关元件Qw的电路，例如，脉冲变压器及高边驱动器等构成的驱动电路Uqx、Uqw，由此，对应各开关元件生成驱动信号Sqx、Sqw，以进行各开关元件的通断控制。
此外，虽然在图中被省略，但对于上述反馈控制部Fb，通过所安装的微处理器，来识别高压放电灯的放电状态，就可以正常处理点灯控制的比较复杂的程序。这时，上述灯电压检测信号Sxv也可以这样构成，通过AD变换被变换为灯电压值，算出满足目标灯功率值的目标灯电流值，上述动作通过微处理器进行，再通过DA变换机生成目标灯电流信号。
图12是表示本发明上述反馈控制部Fb的局部、和DC-DC转换器的上述驱动控制部Gw的电路结构的一实施例的附图。该图中所记载的驱动控制部Gw，例如是与上述图6所记载的高压放电灯点灯装置相对应的，对于上述辅助开关元件Qw的驱动，不需要脉冲变压器或光电耦合器、高边驱动器等的绝缘栅驱动机构。这里，省略了上述图11中的上述计算电路Uj的结构的说明，但从上述计算电路Uj将上述目标灯电流信号Sbv向上述驱动能力控制电路Ud输出。
接下来，将由上述驱动能力控制电路Ud得到的该时刻的灯电流检测信号Sxi和目标灯电流信号Sbv的差，由和电容Cp构成的误差计算放大器进行比较。该比较结果最终应该成为用于上述主开关元件Qx的被进行了PWM控制的栅信号，并生成PWM信号Sa。
另一方面，在上述辅助开关元件Qw的栅信号中，上述主开关元件Qx与上述辅助开关元件Qw形成交替接通的状态，因此，上述PWM信号Sa、以及将其反转的信号是必要的。所以，对于上述PWM信号Sa，设有两个开关元件Qx1、Qw1，开关元件Qx1由电阻Rx1作为发射极接地，相对于PWM信号Sa生成作为同相性信号的主开关PWM信号Sax，相对于此，开关元件Qw1连接着电阻Rw1，作为发射极接地，相对于PWM信号Sa生成作为反转信号的辅助开关PWM信号Saw。
这里，上述主开关PWM信号Sax，形成有根据电阻Rx2与电容Cx1的CR电路的时间常数的延迟电路，通过阻尼器Bfx输出到下一级次段。在该延迟电路中，在较高的情况下可得到充分的延迟，相反地，上述阻尼器Bfx的电压从高变低的情况下，追加与上述电阻Rx2并联的二极管Dx1，通过电容Cx1尽快放出电荷，从而调整到使延迟时间变短，只延迟上述主开关元件Qx为接通时的信号。
接着，通过上述阻尼器Bfx输出的信号，通过基极电阻Rx3，被传递到用于驱动上述主开关元件Qx的驱动电路Uqx。通过上述驱动电路Uqx的开关元件Qx2、Qx3的连接点，经由电容Cx2与作为电流限制电阻的电阻Rx4，将信号向脉冲变压器Tx的初级侧线圈Px进行传递。从脉冲变压器Tw的次级侧线圈Sx，连接着上述主开关元件Qx的应为栅极电阻的电阻Rx5，且连接有用于使上述主开关元件Qx平稳断开的、被连接在漏极源极(ドレインソ一ス)之间的电阻Rx6，将该信号Sqx1、Sqx2传递到上述主开关元件Qx。
另一方面，对于辅助开关PWM信号Saw，同样地，通过由电阻Rw2、Rw3、电容Cw1、二极管Dw1以及阻尼器Bfw构成的延迟电路Um对其进行延迟。经由阻尼器Bfw输出的信号，通过基极电阻Rw4被传递到开关元件Qw2、Qw3，由开关元件Qw2、Qw3的连接点，上述辅助开关元件Qw的栅极电阻Rw5与使上述辅助开关元件Qw平稳断开用的被连接在漏极源极之间的电阻Rw6相连接，生成的信号Sqw1、Sqw2，被传递至上述辅助开关元件Qw。
通过以上结构，该图的控制电路，在减小上述灯电流检测信号Sxi与上述目标灯电流信号Sbv的误差的状态下，可以对本发明的高压放电灯点灯装置进行反馈控制，这时，可以将主开关元件Qx以及辅助开关元件Qw以降低开关损耗的方式来控制其通断。而且，还具有相对于向主开关元件Qx、辅助开关元件Qw这两个开关元件传递的主开关PWM信号Sax、辅助开关信号Saw的延迟电路Un、Um，是不能同时使各开关元件成接通状态的。由此，可以避免错过开关驱动时刻等引起的风险及由此带来的从属性问题。
此外，作为将该图中出现的上述误差计算放大器Ade或振荡器Osc、用于与振荡的三角波形相比较的比较器Cmg或上述开关元件Qx1、Qw1等功能块集成在一起的市场销售的IC，可使用例如テキサスインスツルメンツ公司制造的TL494等。
图13是表示本发明方案4的发明的一实施例的附图。该实施例是，使用被称为外部触发方式的起动器的高压放电灯点灯装置，上述高压放电灯Ld中，以不与上述放电空间Sd相接的方式设置有主要的用于放电的电极以外的辅助电极Et，因此，在该辅助电极Et与上述第1及第2电极之间加载高电压，在放电空间Sd产生等离子体，将该等离子体作为引子(種)，通过预先在第1电极与第2电极之间加载的电压(无负载开放电压)，开始主要的放电。
此外，该图的DC-DC转换器部的结构中，与上述图6的结构相比，增加了被称为缓冲电路的下述结构的电路，即，由二极管DS和电容Cs和电阻Rs构成的电路。这样，可以解决在主开关元件Qx成为断开的瞬间，由于辅助变压器Tw的电感泄露等而产生的电涌或噪声的问题。
图14表示的是作为本发明方案4的发明的一实施例，在高压放电灯Ld上加载交流电压的、外部触发方式的高压放电灯点灯装置的附图。
在DC-DC转换器的直流输出部增加开关元件，以构成全桥换流器，由此，可在高压放电灯Ld上加载交流放电电压。追加的各开关元件，被全桥驱动用的控制电路部Gf所驱动，被控制成，全桥换流器的对角要素的开关元件Q1、Q4Q2、Q3同时导通地由对角要素交替被驱动的状态。而且，在该图的谐振作用部分的电路结构中，与图6的结构相比追加了二极管Dw。
图15是表示作为本发明方案4的发明的一实施例，使用了外部触发方式的起动器的、使用了上述图4所记载的DC-DC转换器的高压放电灯点灯装置的附图。
图16表示的是作为本发明方案4的发明的一实施例，使用上述图4所记载的DC-DC转换器的高压放电灯点灯装置的附图，该DC-DC转换器使用了在高压放电灯Ld加载交流电压的、外部触发方式的起动器。
本发明的DC-DC转换器中，上述辅助开关元件Qw的向接通状态迁移时，也可实现零电压开关，因此，基本可以将在该开关中的噪声产生抑制得较小。但是，就抑制上述辅助变压器Tw的次级侧电路的浪涌噪音而言，也可以稍稍地将线圈与次级侧线圈Sw串联连接。
本说明书中所记载的电路结构，为了说明本发明的光源装置的动作、功能、作用，而记载了必需的最低限度的配置。因此，以实施例所说明的电路动作的详细事项，例如，信号的极性等、具体的电路元件的选择、添加、省略或者基于元件的方便获得性、或基于经济上的原因的变更等的创意，是以在实际装置的设计工作中能够顺利进行为前提的。
特别是，由于过电压或过电流、过热等的破损原因，用于保护供电装置的FET等的开关元件等的电路元件的机构，或者，可降低随着供电装置的电路元件的动作而产生的放射噪音或传导噪音的产生，且不会将所产生的噪音漏到外部用的机构，例如，缓冲电路、变阻器、钳位二极管、(包含逐一脉波(pulse by pulse)方式的)电流限制电路、共态(コモンモ一ド)或者常态的噪声滤波共轭线圈、噪声滤波电容等，根据需要，追加在实施例所记载的电路结构的各部分中。
发明的效果根据本发明的方案1～3的发明，可提供一种解决下述以往的DC-DC转换器所具有的问题的DC-DC转换器，也就是，在主开关元件的宽幅导通比可变范围内，很难以低成本实现降低开关损耗的问题。
而且，根据本发明的方案4的发明，可提供解决了下述以往的高压放电灯点灯装置所具有的问题的高压放电灯点灯装置，也就是，很难以低成本实现降低开关损耗的问题。