在移动通信中，射频(RF)频谱中的电磁波被用于固定网络收发站和用户设备(UE)之间的通信。移动通信技术的一个示例是通用移动通信系统(UMTS)。根据UMTS标准，用户设备和基站在例如技术规范TS 25.101中的第三代合作伙伴计划(3GPP)所规定的各自的射频频带内进行发送，技术规范TS 25.101在此作为引用而并入本文。
用户设备和固定网络收发站(在UMTS标准中被称为节点B)不使用相同的频率基准。在每侧都使用了各自的内部基准频率单元作为频率基准。换言之，基准频率单元产生各自的具有基准频率的本地基准信号。在对将被发送的符号进行调制的处理中，发射器侧的基准信号用于产生RF载波信号。接收器侧的基准信号被用于对接收到的信号进行解调(下变频)以恢复符号。
用户设备的接收器部分中的频率基准必须能够调谐至所接收信号的频率，以便以尽可能低的误差率执行解调。因此，接收器侧上的频率基准是一个可控基准频率单元。例如可以以诸如压控振荡器(VCO)之类的可控振荡器的形式实现该可控基准频率单元。
可控基准频率单元所产生的基准信号的基准频率中的误差将导致接收出现增大的误差率。因此，已经开发了频率偏移估计算法，用于控制基准信号的基准频率，以减小所接收RF信号和基准信号之间的频率失配。频率偏移估计的精度越高，那么可控基准频率单元的复杂度要求越低。
在UMTS中，TS 25.101要求：与从节点B接收到的载波频率相比，在一个时隙的持续时间内观察到的经调制的载波频率(即，用户设备所采用的基准频率)应该精确至±0.1PPM(百万分之一)。为了适应这一要求，用户设备执行一个自动频率控制(AFC)回路，该自动频率控制回路有时也被称为自动频率校正回路。AFC用于使UE的基准频率相对于从所制定的节点B接收到的RF信号的频率保持在所要求的误差裕量之内。
根据TS 25.101，用户设备所接收的RF信号和内部产生的基准频率之间的频率误差的诱因在于节点B侧的频率误差以及多普勒频移。TS 25.101要求：在后一种情况下，必须在足够长的时间上对来自节点B的信号进行平均，从而仅仅在±0.1PPM的数值范围内允许由于噪声或干扰而产生的误差。
US 2003/0054768A1描述了一种用于捕获并跟踪诸如在UMTS技术中使用的宽带CDMA(W-CDMA)之类的CDMA(码分多址)通信系统中的导频的RF接收器装置。针对多径接收结构中的大量信号实例，通过Rake接收器的方式执行频率捕获。利用用于对所接收信号进行下变频的精度振荡器所保持的频率控制回路、以及用于分配给所捕获的多径信号的不同瑞克-耙齿(Rake-finger)处理器的另一频率控制回路的组合，来执行不同多径信号的频率跟踪。每个耙齿处理器具有用于旋转器的频率控制的相关频率控制回路，该旋转器用于对各个路径上接收到的复数据采样进行复乘。
该文献所公开的这种双回路频率控制方案相当复杂。期望提供一种具有更简单的频率控制机制的RF接收器。

根据本发明的第一方面，提供了一种频率控制单元，用于控制外部可控基准频率源的基准频率。该频率控制单元包括：
具有可控滤波器参数的滤波器单元，该滤波器单元被配置成利用可控滤波器参数从频率误差信号导出用于使得基准频率的频率误差最小化的频率控制信号，可经由输入端口接收所述频率误差信号，并且所述频率误差信号表示基准频率相对于外部射频信号的信号频率的频率误差，并且该滤波器单元还被配置成在其输出端提供由外部可控基准频率源使用的频率控制信号；
相关单元，其被配置成根据不同时间点处的基准频率的频率误差来确定相关度测量值，该相关度测量值表示所述不同时间点处的频率误差之间的相关度；
其中，频率控制单元被配置成根据所确定的相关度测量值来调节滤波器单元的至少一个或多个滤波器参数。
因此，本发明的频率控制单元被配置为确定与在不同时间点接收到的RF信号相关的频率误差之间的相关度测量值。并且，频率控制单元被配置为根据所确定的相关度测量值来设置至少一个可控滤波器参数，从而自适应地导出频率控制信号。所以，在操作中，频率控制单元能利用滤波器参数按照一种自适应的方式提供频率控制信号，滤波器参数取决于不同时间点的频率误差的相关度测量值。
频率误差的相关度测量值将被理解为一个数量，该数量表示在不同时间点确定的两个频率误差相互依赖的程度。相关度测量值的可选示例为皮尔逊积差相关系数。基于利用所确定的相关度测量值的相关区分，改进了频率控制，例如在当前放置了包括频率控制单元的RF接收器装置的特定传播环境中。作为适当的滤波器参数的示例，在一个实施例中使得滤波器单元的频率带宽可控，以提供基于相关度测量值的调整。
下文将通过示例性示例的方式说明RF接收器装置的优点，但是并没有暗示说将本发明第一方面的频率控制单元限制为该示例性应用情况。考虑用于在不同信号传播环境中进行RF(射频)通信的移动用户设备(UE)的基准信号的频率误差。考虑视线(LOS)环境作为这一示例性考虑中的第一环境，其中，从固定发送器站接收的RF信号通常仅仅通过一个传播路径到达UE。该条件下在移动UE中检测到的频率误差由多普勒频移所主导，因此该频率误差取决于UE相对于固定发送器的(可变)速度。因此，频率误差的均值对应于多普勒频移。频率误差在该条件下的均值较低。随后比较考虑第二示例性环境，其中，移动UE接收的RF信号在被接收之前在其传播路径上经历了多次反射和折射。这种环境通常是城市环境。在这种被称为非视线(NLOS)条件的传播条件下，平均频率误差消失。频率误差的变化取决于用户设备的当前速度。瑞利衰落模型可以对这种条件进行表征。由此，频率控制单元可以找到第一(LOS)环境下的频率误差的相关度测量值的较高值、以及第二环境下的频率误差之间的相关度测量值的较低值。
在LOS环境下，频率的多普勒频移可以根据用户设备的可变速度而快速变化。因此，滤波器单元的大带宽可被频率控制单元设置，从而在校正频率误差时提供较短的响应时间。另一方面，在NLOS条件下，滤波器单元的较短频率带宽被设置来减小频率误差的变化。
另一方面，如果不使用本发明(即存在固定的滤波器参数)，频率控制单元将不能适应于访问网络的发送器与UE之间的通信中的LOS和NLOS条件的不同要求。再次参考滤波器单元的滤波器带宽的示例，固定宽带滤波器单元将导致NLOS通信中频率误差校正的太多的不确定和变化。另一方面，固定窄带滤波器单元将导致LOS通信中具有降低的频率跟踪速度的频率控制，即RF接收器装置将很难跟随频率变化。
因此，从上面示例性示例中可以清楚看出，本发明的频率控制单元能够使得滤波器单元的滤波器特性适合于通信的不同信号传播条件的在某些时候会有冲突的多个要求。换言之，频率控制单元一方面能够最佳地适应于噪声降低要求，另一方面能适应于基准频率的会聚速度。这种适应性当然不限于所提到的LOS和NLOS通信的应用情况，并且不限于将频率带宽作为频率控制单元的滤波器单元的滤波器参数的适应性。与频率误差的相关度测量值的可区分的值相关联的多个滤波器要求之间的差别形成了一个应用情况，其中本发明的频率控制单元显示出了优势。并且，滤波器的任何合适的滤波器参数可变得可调，以根据本发明提供频率控制单元中的适应性滤波。
注意，前面提到的使得频率误差最小化的目标将被理解为频率误差降低为落入预定可接受频率误差区间的一个值。所提到的在TS25.101中定义的±0.1PPM数值是这种可接受频率误差区间的一个示例。在移动通信的应用情况下，尤其是针对根据UMTS标准的通信，本发明的第一方面的频率控制单元还被称为自动频率控制(AFC)单元。
下面将描述本发明第一方面的频率控制单元的实施例。实施例可以彼此组合以形成其它实施例，除非实施例被明确地描述为形成彼此的替换方式。
在RF接收器装置的一个实施例中，频率控制单元被配置为根据所确定的相关度测量值来设置作为滤波器参数的滤波器单元频率带宽。针对LOS和NLOS通信的适应性的上文已经描述该实施例的优势。
具体地说，该实施例的一个形式中的适应性在于，频率控制单元被配置为在相关度测量值落入表示频率误差高相关度的预定第一相关区间的情况下设置较大的滤波器单元频率带宽，并且在相关度测量值落入表示频率误差低相关度的预定第二相关区间的情况下设置较小的滤波器单元频率带宽。第一和第二相关区间形成了数字区间。通常但不是必须的，第一和第二相关区间将0到1的区间分成了两个子区间，这两个子区间分别与频率误差的较低和较高相关度相关联。
优选地，频率控制单元包括与滤波器单元相连的统计单元，该统计单元被配置成确定预定数量的时间点上频率误差的至少一个统计参数，所述至少一个统计参数不同于所述相关度测量值。在该实施例中，频率控制单元被配置成还根据频率误差的所述至少一个统计参数来导出频率控制信号。适当地，统计单元被配置成使用预定时间窗来确定预定数量时间点上频率误差的统计量。适当地，滤波器单元被配置为根据预定时间窗期间确定的一组频率误差值确定频率误差的均值或者频率误差的变化或者两者(均值和变化)，来作为所述至少一个统计参数。频率控制信号的导出还取决于频率误差的统计结果，从而降低了将被外部可控基准频率源所产生的基准频率信号的噪声。
在另一实施例中，频率控制单元被配置成在连续接收RF信号的情况下导出频率控制信号，从而根据下面的公式根据前一时间点n-1处的频率控制信号导出时间点n处的频率控制信号：
FOC[n]＝FOC[n-1]+k[n]·FOE[n-1]       (公式1)
其中FOC[n]表示时间点n处的频率控制信号，FOC[n-1]表示时间点n-1处的频率控制信号，FOE[n-1]表示时间点n-1处的频率误差，k[n]表示时间点n处的滤波器系数。
在该实施例中，频率控制单元使用了避免滤波器设计复杂性的简单一阶自适应滤波器算法。
利用自适应滤波器系数进行适当调整的有利示例在检测到与在下一个相邻时间点接收到的RF信号相关的多个频率误差之间的较大相关度时增大k的变化。
具体地说，滤波器单元被配置为根据下式来确定滤波器系数k[n]：
k[n]＝k[n-1]+δ·fn-1(FOE)        (公式2)
其中，k[n-1]表示时间点n-1处的滤波器系数，δ表示用于调整k的预定固定步长大小，从而δ对应于k的标称变化率，f(FOE)是与在不同时间点接收到的RF信号有关的频率误差的相关度测量值。由此，在公式2的实施中，k的标称变化率被直到前一个周期n-1为止计算出来的相关度测量值f(FOE)加权，从而确定实际的变化率。滤波器系数k由此形成了滤波器参数，根据所确定的相关度测量值确定滤波器系数，以便自适应地导出频率控制信号。K值影响了使得频率误差最小化的过程中频率控制单元的会聚速度。
优选地，考虑相比较于频率控制回路的周期性而言无线电传播环境(LOS到NLOS的变化)变化较慢的事实，设置k值的连续刷新之间的频率控制回路的预定周期；这一方面同样被参数δ的适当选择所控制。结果就是，AFC滤波器参数不被短期衰落效应所影响，而是仅仅取决于中/长期传播条件。
在一个实施例中，根据下式确定时间点n+1处的相关度测量值fn+1(FOE)：
$f_{n+1}\left(\mathrm{FOE}\right)=\frac{E\left(\mathrm{FOE}\right[n]·\mathrm{FOE}[n+1\left]\right)}{E\left({\mathrm{FOE}}^2\right[n\left]\right)}$(公式3)
其中E(...)表示形成包含在括号中的项的均值的运算。优选地在预定移动时间窗内确定均值，即形成移动平均。
作为示例性示例，在符号/时隙速率操作是由硬件实现的情况下，很方便在处理之前执行帧长的累计，在调节δ之后的一帧的积分长度是一个适当选择的示例。在一个实施例中考虑k的变化率来选择用于计算频率误差相关度的积分长度。在该实施例中，相关度长度和δ彼此匹配，并且它们都参照底层的硬件和/或软件架构而被选择。注意，总体上，高相关度长度将有害于算法对变化场景(变化场景要求k的迅速变化)的反应；另一方面，δ可被调节以应对现场出现的典型情况的范围。
在替换实施例中，为了降低复杂度，可以应用滤波器单元的“固定步长”或“符号”实施方式，其中按照如下公式计算下一个k：
kn＝kn-1+δ·sign(fn(FOE))                      (公式4)
其中，sign(n)表示符号函数，其得到括号中的项的符号。
但是，所提到的替换方式可被实现为可变的，作为一个实施例中的选择的替换选项，以增大可控滤波器参数的适应性的可变性。就所提及的可变适应算法以及其他算法来看，在一个实施例中，频率控制单元由此被配置成在用于设置至少一个可控滤波器参数的不同适应算法之间切换。这一切换适合于被内部控制，并且根据所确定的相关度测量值和/或根据诸如接收的占空比或接收信号功率之类的其他参数来执行该切换。
例如，滤波器单元在一个实施例中被配置成在非连续接收的情况下将至少一个可控滤波器系数设置为预定常数值。该实施例提供了通信情况下的适当滤波，其中服务蜂窝的接收的占空比相对较小，例如在UMTS的IDLE模式中。
总之，在优选实施例中，频率控制单元被配置成不仅仅根据所确定的相关度测量值来调整滤波器单元的可控滤波器参数。在一个重要的实施例中，频率控制单元被配置成还根据所接收的信号功率来调整滤波器单元的可控滤波器参数。换言之，所接收的信号功率被用作用于确定滤波器设置(即可控滤波器参数)的另一参数。于是，在该实施例中，频率控制单元具有针对所接收信号功率值的输入端，所接收信号功率值表示从外部RF信号导出的解调输出信号的信号功率。
频率控制单元在该实施例的一种形式中被适当地配置成在所接收信号功率值不高于接收信号功率阈值的情况下将至少一个滤波器系数设置为预定的较低的第一常数值，并且在所接收信号功率值高于接收信号功率阈值的情况下将至少一个滤波器系数设置为预定的较高的第二常数值。该实施例尤其适合于IDLE模式的情况。在该情况下，未接收到公共导频信号的间隙可形成总接收时间的相关百分比。在这些情况下，尤其是存在LOS条件时，将在每个测量状况下校正的频率误差可能是相关的。本实施例实现了一个策略，该策略基于较少测量状况之间的选择。基于所接收信号功率值来区分“良好”测量和“较差”测量。只有“良好”测量被用来应用强的校正，即滤波器系数k的较高值。在一种实施方式中，滤波器系数针对超过阈值的接收信号功率值而被设置为0.95，针对低于阈值的接收信号功率值而被设置为0.25。
在一个实施例中，滤波器系数的这一设置优选地是IDLE模式情况中使用的唯一调整，而另一调整方法用在该实施例的接收的其他模式中。在该类型的特定实施例中，根据公式3的适应不在IDLE模式中使用。
注意，为了设置滤波器系数而选择良好测量还能够形成具有连续信号流的普通模式中的可应用操作，从而改进频率控制回路的会聚速度。在该实施例中，与其中接收RF信号更弱的RF信号接收阶段相比，其中接收RF信号更强的RF信号接收阶段可被选择来应用较强的校正。但是，除了取决于前几段提到的以外还取决于接收信号功率值的区分可控滤波器参数的其它方法可通过频率控制单元来实施。
本发明的频率控制单元在这样一个实施例中尤其有用，该实施例被配置用于具有Rake接收器类型的解调单元的RF接收器装置。Rake接收器类型的解调单元是本领域公知的。用于该实施例的RF接收器装置具有连接在接收器单元和频率偏移估计器之间的Rake接收器类型的解调单元。Rake接收器类型的解调单元的使用尤其有利于信号由于例如NLOS传播条件下的多径传播效应而产生信号变形的情况。Rake接收器类型的解调单元被配置为经由多个Rake耙齿对RF接收器装置中从RF接收器单元提供给解调单元的下变频信号进行解调，该接收器单元包括或者连接至天线。Rake接收器类型的解调单元还被配置为代表符号(即信号实体)提供输出信号，所述符号表示预定数量和顺序的一个或多个位并且例如在基带中被预定信号编码。Rake耙齿(或换言之包括Rake耙齿处理器的Rake耙齿单元)的作用是区分并处理与多个传播路径之一相关的信号分量。不同的Rake耙齿处理器可被集成在形成解调单元的一个集成电路部分中。
在用于Rake接收器类型的解调单元的实施例中，频率控制单元具有分配给Rake接收器类型的外部解调单元的不同Rake耙齿的输入端口。频率控制单元被配置为根据Rake耙齿所提供的频率误差信号的组合来确定相关度测量值，其中，为了确定相关度测量值而将对应于不同传播路径的在不同Rake耙齿中处理的RF信号与单个时间点关联起来。
在该结构中，有利的是，频率控制单元被配置成将相关度测量值确定为与在Rake耙齿处接收到的各个RF信号相关联的频率误差之间的各个相关度测量值的线性组合。优选地，频率控制单元被配置成将相关度测量值与Rake耙齿相关的各个权重组合起来，其中频率控制单元被配置成根据与特定Rake耙齿相关的接收信号功率值来分配与各个Rake耙齿相关的各个权重。因此，滤波器参数(k)的值不仅取决于频率误差中的相关度，而且取决于(例如由接收信号功率值所规定的)接收器路径强度。因此，该实施例将单个分支上的线性和非线性滤波的方面合并起来。滤波器参数(k)对根据频率误差(FOE)计算的延迟-1相关度以及每个路径上的接收功率两者的依赖可被看作是信道估计上延迟-0处的相关度。作为一个示例性示例，UMTS定义了一个表示接收信号功率值的适当数量来作为接收信号编码功率RSCP。
在一个实施例中，频率控制单元被配置成根据下式来单独确定Rake耙齿的Rake耙齿滤波器系数kj[n](参照公式2)：
kj[n]＝kj[n-1]+δ·fn(FOEj)              (公式5)
其中，kj[n-1]表示以j为下标的Rake耙齿的时间点n-1处的Rake耙齿系数，δ表示用于调整k的步长大小，从而δ对应于kj的变化率，fn(FOEj)是与在不同时间点被以j为下标的Rake耙齿接收到的RF信号有关的该Rake耙齿的频率误差的相关度测量值。下标j在1到Rake耙齿总数之间变化。在该实施例中，频率控制单元(或具体地说是滤波器单元)被配置为确定每个耙齿的频率偏移校正。通过求每个耙齿的校正的平均即
$\mathrm{FOC}=\frac{1}{N}\underset{j}{\Sigma }{\mathrm{FOC}}_j$(公式6)
或者通过实施FOCj的最大比值合并，即
$\mathrm{FOC}=\underset{j}{\Sigma }{a}_j{\mathrm{FOC}}_j$(公式7)
来获取所实施的最终校正，其中j还是表示1到Rake耙齿总数之间的下标，aj表示可用于归一化的各个加权系数。确定加权系数的方法将在下面进行讨论。
在另一个实施例中，频率控制单元被配置为所有Rake耙齿的所接收信号功率值的均值，并且如果该均值不大于预定阈值，则忽略其所接收信号功率值为了导出频率控制信号而对均值有贡献的所有Rake耙齿。
在Rake接收器类型的另一个实施例中，频率控制单元被配置为将相关度测量值确定为与在Rake耙齿处接收到的RF信号相关的多个频率误差之间的各个相关度测量值的组合。该实施例所确定的相关度测量值可被计算为根据下面公式的线性组合：
$f_{n+1}\left(\mathrm{FOE}\right)=\underset{j}{\Sigma }{a}_j\frac{E\left(\mathrm{FOE}\right[n,j]·\mathrm{FOE}[n+1,j\left]\right)}{E\left({\mathrm{FOE}}^2\right[n,j\left]\right)}$(公式8)
其中，j表示1到Rake耙齿总数之间的下标，aj表示可用于归一化的各个加权系数。但是，加权系数在公式8中的使用是一个选择而非必要条件。
在该示例中，由此可以根据下面的公式进行等式2的滤波器系数k[n]的计算：
$k\left[n\right]=k[n-1]+\delta ·\underset{j}{\Sigma }{a}_j\frac{E\left(\mathrm{FOE}\right[n,j]·\mathrm{FOE}[n+1,j\left]\right)}{E\left({\mathrm{FOE}}^2\right[n,j\left]\right)}$(公式9)
可根据后面的示例之一来确定加权系数aj。在一个特定实施例中，下述边界条件被用于加权系数：
$\underset{j}{\Sigma }{a}_j=1$(公式10)
 给定m个Rake耙齿，在简单实施例中可将aj设置为：
aj＝1/m                   (公式11)
在替换实施例中，加权系数可以取决于各个Rake耙齿的各个接收信号功率值。作为一个示意性示例，再次利用UMTS所定义的数量，时间点n处的适当的所接收信号功率值是来自Rake耙齿j的接收信号编码功率RSCPj，n。可以得到如下公式：
aj(n)＝aj(RSCPj，n)              (公式12)
各个加权系数适当地随着各个RSCP而以亚线性或线性或超线性的方式增大。在实施公式12的这些实施例的每一个中，可以发现，接收较弱RF信号的Rake耙齿在对基准频率的校正的影响上具有较低权重。另一方面，接收较强RF信号的Rake耙齿将是频率校正的主要贡献者。这进一步改进了频率控制向着接收频率和基准频率之间所希望的一致的会聚速度。
还可以通过将这些权重设置为零、或者为了确定频率控制信号而简单地抛弃与提供低于预定阈值的接收信号功率的Rake耙齿相关的这些信号(例如满足公式13的关系类型)，来实施公式12，其中公式13为：
RSCPj，n＜RSCPth·E(RSCPn)                 (公式13)
其中RSCPj，n表示时间点n的来自Rake耙齿j的所接收信号编码功率，RSCPth表示预定的RSCP阈值，而E(RSCPn)表示时间点n的所有Rake耙齿的RSCP值的均值。在一个实施例中，在如下情况中：
E(RSCPn)＜RSCPth                            (公式14)
频率控制单元被配置成忽略从Rake耙齿接收到的整组的当前RSCP值。换言之，在该实施例中，滤波器单元被配置成确定所有Rake耙齿的所接收信号功率值的均值，并且如果该均值不大于预定阈值，则忽略其所接收信号功率值为了导出频率控制信号而对均值有贡献的所有Rake耙齿。
适当地，在一些实施例中，频率控制单元的滤波器单元包括两个子单元：
第一滤波器级，其被配置为根据与不同Rake耙齿相关的各个频率误差信号的组合来导出频率误差信号；以及
第二滤波器级，其与第一滤波器级相连，并且被配置为导出频率控制信号。
本发明的第二方面由一种RF接收器装置形成，其包括：
可控基准频率单元，其被配置为在其输出端提供具有基准频率的基准信号，该基准频率取决于基准控制信号；
接收器单元，其连接至可控基准频率单元，该接收器单元可连接至天线，并且接收器单元被配置为利用基准信号来对经由外部天线接收到的RF信号进行下变频，并且提供下变频后的RF信号作为输出信号；
频率偏移估计器，其连接至接收器单元，并且被配置为在其输出端提供频率误差信号，该频率误差信号表示基准信号相对于所接收的RF信号的频率的频率误差；以及
根据本发明第一方面或者其实施例中之一所述的频率控制单元。
RF接收器装置整体优选地被布置在单个芯片的集成电路上。这样，其降低了便携式RF通信装置中RF接收器装置的空间要求，例如移动电话(尤其是配置用于在UMTS标准下操作的移动电话)、诸如膝上电脑之类的计算机、PDA、智能电话等。但是，可替换地，RF接收器装置的功能单元可分开地布置在不同芯片的集成电路中，从而RF接收器装置具有芯片组件、芯片组、或系统封装(SIP)的形式。
在一个实施例中，本发明的第二方面的RF接收器装置还包括解调单元，其被配置为对接收器单元的输出信号进行解调，并且确定并在其输出端提供所接收信号功率值，该所接收信号功率值表示接收器单元的解调输出信号的信号功率。
根据配置用于Rake接收器类型的解调单元的本发明第一方面的频率控制单元的前述实施例，本发明第二方面的RF接收器装置的解调单元是一个Rake接收器类型的解调单元，其在信号流的方向上连接在接收器单元和频率偏移估计器之间，并且该Rake接收器类型的解调单元被配置为经由多个Rake耙齿对接收器单元的输出信号进行解调，不同Rake耙齿被分配给与接收器单元由于RF信号沿不同传播路径的传播而在不同时间点接收到的RF信号相对应的输出信号，并且提供来自每个Rake耙齿的输出信号，这些输出信号代表根据经由不同传播路径接收到的外部RF信号而导出的符号。在该实施例中，优选地，频率偏移估计器被配置为分别为每个Rake耙齿提供各自的频率误差信号；并且频率控制单元被配置为利用来自不同Rake耙齿的频率误差信号来导出频率控制信号。与不同传播路径相对应的在不同Rake耙齿中处理的RF信号出于确定相关度测量值的目的而与单个时间点关联。
在本发明第二方面的RF接收器装置的另一实施例中，所述解调单元还被配置为确定并在其输出端提供各个所接收信号功率值，该所接收信号功率值表示经由各个Rake耙齿接收到的信号功率。
本发明的第三方面由一种RF通信装置形成，该RF通信装置包括根据本发明第二方面的RF接收器装置，优选地该RF接收器装置被配置为根据UMTS标准接收并处理RF信号。
本发明的第四方面由一种用于控制RF接收器装置中的基准信号的频率的方法形成。该方法包括：
提供具有基准频率的基准信号，该基准频率取决于基准控制信号；
从外部天线接收RF信号；
确定频率误差信号，该频率误差信号表示基准信号相对于所接收的RF信号的频率的频率误差；
利用预定滤波器参数从频率误差信号导出用于使得频率误差最小化的频率控制信号，并且把频率控制信号提供给外部可控基准频率源；
其中，导出频率控制信号包括：确定与不同时间点处接收到的RF信号相关的频率误差之间的相关度测量值，以及根据所确定的相关度测量值来设置至少一个滤波器参数，从而自适应地导出频率控制信号。
本发明第四方面的方法的优势对应于本发明第一方面的频率控制单元中描述的那些优势。方法的实施例对应于本发明第二方面的RF接收器装置的实施例，包括本发明第一方面的频率控制单元的不同实施例。具体地说，由此，本发明的实施例包括执行本发明第一方面的频率控制单元的上述实施例的各个附加功能。
本发明的另一方面由一种计算机程序形成，该计算机程序包括计算机代码，该计算机代码用于当计算机程序在计算机上执行时使计算机执行根据本发明第四方面的方法的步骤。术语计算机作为一种实施方式被用作这样一种含义，其包括存在于诸如移动电话、PDA、智能电话之类的移动用户设备中的信号和数据处理硬件。
从属权利要求中还定义了本发明各个方面的优选实施例。
附图说明
本发明的这些方面和其他方面将在下文描述的实施例中得以阐明并变得明显。在附图中：
图1示出了一个图示出基站以及根据本发明的通信装置的实施例在下行链路通信状态下一些功能的简要示图。
图2示出了一个图示出具有Rake接收器类型的解调单元的RF接收器装置在与基站进行下行链路通信的状态下的实施例的示意图。
图3是图示出图2的RF接收器装置所接收到的不同信号分量的相对定时和功率差的示图。
图4是图示出根据本发明实施例的频率控制单元的简要框图。
图5是基站和通信装置之间的视线通信状态和非视线通信状态的示意图。
图6和图7是分别示意性地图示了在视线通信状态和非视线通信状态下接收到的信号的功率谱密度分布的示图。
图8示出了根据本发明实施例的第二滤波器级314.2的简要框图。
图9示出了一个图示出根据本发明另一实施例的频率控制单元的简要框图。

图1示出了一个图示出基站以及根据本发明的通信装置的实施例在下行链路通信状态下一些功能的简要示图。
图1中的功能和结构详情表示限于基站100和RF接收器装置200的与各个装置100和200中内部基准频率的产生和控制有关的一般功能方面。RF接收器装置200通常被集成在RF通信装置中，本领域也将该RF通信装置称为用户设备(UE)。用户设备例如可以是移动电话、智能电话、个人数字助理、膝上电脑、或其它任何用于RF通信的用户设备。RF接收器装置200可被布置为包括在例如印制电路板上安装并连接的多个芯片的芯片组、或者集成在公共芯片外壳中的多个芯片的芯片组件、或者系统级封装(System-in-Package)、或者单个芯片。
图1所示的通信状态通常用于能够进行语音或数据通信的蜂窝无线访问网络。尤其适用于下文所描述的本发明实施例的一个示例是例如被第三代合作伙伴计划(3GPP)所规定的符合UMTS标准的通信。根据UMTS标准，例如如技术规范(TS)25.101中部分5所规定那样，RF接收器装置200的物理层通过使用射频(RF)范围内的电磁波来与网络基站100的物理层进行通信。对于信号调制，RF接收器装置200和基站100在TS 25.101所规定的射频频带内进行发送。TS 25.101在此作为引用而并入本文。
但是，重要的是应该注意，RF接收器装置200和基站在它们的相互通信中不会采用相同的基准频率。下文将对其进行一些详细描述。
基站100依赖于振荡器102内部地产生的基准频率，在此未示出对振荡器102进行内部控制的机构，但是示出了箭头104来表示用于向振荡器102提供控制指令的信号线。振荡器102所产生的基准频率随后被提供给基站RF部分106，基站RF部分106将代表符号的数字基带信号上变频为将要经由天线108而被发送的RF信号。因此，RF信号具有与振荡器102所提供的内部基准频率相对应的载波频率。
RF接收器装置200经由内部或外部接收天线202接收所发送过来的信号，并且UE RF部分(或者是接收器单元)204对所接收到的信号进行下变频。注意，UE RF部分204或接收器单元可被额外地配置成在与基站100进行上行链路通信的处理中用于将数字基带信号上变至为载波频率。但是，在当前情况下不考虑上行链路通信。
UE RF部分204或接收器单元204被配置用于对所接收到的下行链路信号进行采样，并且将其下变频为数字信号。在频域中，该采样表示一个从载波频率回到基带频率的转移。通常，基带频率接近零。
UE RF部分204在可控基准频率源206(通常为类似压控振荡器(VCO)之类的可控振荡器)所提供的基准频率下在通信装置中完成采样。
因此，如在前面段落中所描述的那样，RF接收器装置200不使用与基站100相同的基准频率源206，基站100使用可控振荡器102作为其内部基准频率源。但是，可以从TS 25.101的部分5.3推导出来的是，用于调制基站侧数据以及用于对RF通信装置100侧接收到的RF信号进行解调的载波频率必须相同。所以，必须控制RF接收器装置200侧的基准频率源以将其调谐至所发送RF信号的载波频率，从而在解调器208中执行最佳解调。下行链路通信中接收端上的频率相对于载波频率的误差通常是，所估计的发送频率的残余误差的结果、以及基准频率源206的特性曲线上的误差的结果。
为了使频率误差最小，AFC单元210被布置在RF接收器装置200中。在当前的情况下，缩写AFC表示自动频率控制。AFC单元210也被称为AFC回路。在本说明书中，在指代AFC单元210时将会用到这两个可替换使用的术语，但并不在意思或功能上表示有什么差异。AFC单元210的任务是在其输出端提供控制信号，以用于控制可控基准频率源206的基准频率。
还要注意，为了清楚地区分RF通信装置100中的不同子单元的功能、以及为了定义权利要求的范围，可控基准频率源206被看作是相对于AFC单元210的外部单元。但是，这一差别并不排除在一些实施例中在同一集成电路的不同部分中将基准频率源206和AFC单元210布置在单个芯片上。
解调器208被配置成对接收器RF部分204的输出信号进行解调，接收器RF部分204在权利要求中被称为接收器单元。在解调单元208的输出端提供符号。解调器208在一个实施例中为Rake接收机类型，下文将参照图2至图4对其进行更详细的描述。但是要注意的是，在另一实施例中，使用了并非Rake接收机类型的解调单元。本发明并不依赖于对特定类型的解调单元的使用。
布置在解调单元208的输出侧的AFC单元210具有频率偏移估计器212，频率偏移估计器212被配置成在其输出端提供频率误差信号，频率误差信号表示了基准频率源206所提供的基准信号相对于经由天线202从基站100接收的RF信号的频率的频率误差。频率偏移估计算法在本领域是公知的，在此不再详细描述。频率偏移估计器所提供的频率误差信号形成了频率控制单元的输入。因此，为了就权利要求的说法而言变得清晰，频率偏移估计器212是频率控制单元214外部的一个单元。但是，频率偏移估计器212和频率控制单元214可被布置在集成电路的单个芯片中。
频率控制单元214使用从频率偏移估计器212接收到的频率误差信号来产生频率控制信号，并在其输出端提供该频率控制信号。基于频率控制单元214所产生并提供的频率控制信号，可控基准频率源206被控制来产生具有基准频率的基准信号，该基准频率使得相对于外部RF信号的信号频率的频率误差最小化。因此，AFC单元210(更具体地说是频率控制单元214)的功能是提供控制信号，该控制信号使得RF接收器装置200中使用的基准频率尽可能地接近从基站100接收到的RF信号的频率。为了给出AFC单元210工作所要求的精度的一个示例，TS 25.101的部分6.3要求“与从基站100(按照UMTS的说法，基站100被称为节点B)接收到的载波频率相比，在一个时隙的持续时间内观察到的RF接收器装置200中产生的经调制的载波频率应该精确至±0.1PPM(百万分之一)”。TS 25.101还提到，从节点B接收到的信号“将具有由于节点B频率误差和多普勒频移而产生的外显误差。在后一种情况下，必须在足够长的时间上对来自节点B的信号进行平均，从而仅仅在±0.1PPM的数值范围内允许由于噪声或干扰而产生的误差。UE应该为RF频率产生和芯片时钟使用相同的频率源”。将在随后的附图(具体地说是图4至图9)的情况中解释频率控制单元214的结构和操作的细节。
图2示出了一个图示出具有Rake接收器类型的解调单元的RF接收器装置在与基站进行下行链路通信的状态下的实施例的示意图。图3是图示出图2的RF接收器装置所接收到的不同信号分量的相对定时和功率差的示图。
如前所述，UMTS标准考虑了所采用的解调器是Rake接收器类型的情况。因此，本实施例形成了一个高度经济相关性的应用情况。但是，在详细说明本实施例之前应该注意的是，本发明还适用于UMTS标准之外的标准，并且并不是必须要求使用Rake接收器类型的解调器。
首先考虑本实施例的一些背景和大致方面是有用的。此后，将解释解调单元308和AFC单元310的结构和功能。
同时参见图2和图3，基站100发送至一定方向范围内的RF信号在到达通信装置300的天线302之前，在一些不同的并行路径(在图2和图3中以#1至#3标出)中经历了反射。处于图示的目的而考虑单串被发送的RF信号能量，所以天线302所接收的RF信号(且不说随着传播距离的增大而经历的衰减)被分成不同的接收信号串#1至#3，接收信号串#1至#3具有与它们各自的传播路径相对应的不同信号延迟。在发射器100与通信装置300的天线之间的直线路径上传输的信号串#2(并且该信号串#2没有被其传播路径#2上的任何物体所散射和反射)显然具有最短的传播路径，所以被首先接收到；而分量#1和#3由于它们的间接传播路径(这些间接传播路径分别由障碍物O1和O3处的散射/反射所决定)而传输了更长的时间。在图3的横坐标上描绘出来的接收信号串#1至#3的接收信号功率P1至P3取决于各自的传输距离以及所碰到的障碍物的散射特性。图3的纵坐标示出了就通信装置300的时间基准t而言的接收信号串的相对定时t1至t3。
为了简化图示，如2仅仅示出了解调单元308(本文有时也将其称为解调器)以及AFC单元310。当前情况下在通信装置300中使用的其它功能单元大致对应于图1的情况中描述的那些功能单元。解调器308包括多个信号处理器，这些信号处理器被称为Rake耙齿。在仅仅用于示例说明的当前实施例中，在解调单元308中布置了3个Rake耙齿308.1至308.3。但是需要注意的是，Rake耙齿的数量可以不是3个。在本示例中选择该数量的原因是图3中的示例示出了3个不同信号传播路径#1至#3。通常对于Rake接收器来说，每个Rake耙齿分配了单个传播路径并且被配置成提供各自的输出信号，该输出信号表示从经由各自的传播路径接收到的外部RF信号导出的符号。在理想的情况下，每个Rake耙齿处理通过单个可解析的传播路径传播的信号。Rake耙齿308.1至308.3的输出被重新组合以具有用于一个基站的单一符号。Rake接收器类型的解调器允许经由不同传播路径接收到的能量的最佳组合。
注意，在本实施例中，解调单元还被配置成提供各自的接收信号功率值，接收信号功率值表示在各个Rake耙齿中处理的接收器单元的解调输出信号的信号功率。
从而，AFC单元310使用组合的频率和功率估计。在频率偏移估计器312.1至312.3中完成频率估计，而在功率估计子单元316.1至316.3中针对各个Rake耙齿进行功率估计。频率偏移估计器子单元312.1至312.3以及功率估计器子单元316.1至316.3所提供的不同信号被提供给频率控制单元314，用于导出频率控制信号。下文将参考图4至图9来详细描述。
图4是图示出根据本发明实施例的频率控制单元的简要框图。图4的频率控制单元例如可以被用在图3的实施例中的通信装置300中。因此，下文中，参考标号314也被用于图4的频率控制单元。
频率控制单元314具有例如输入导线连接形式或引脚形式的输入端口，频率控制单元314经由该输入端口接收频率偏移估计器312和功率估计器316的输出。频率偏移估计器的输出信号被标为FOE1、FOE2、...FOEN，功率估计器的输出被标为RSCP1、RSCP2、...RSCPN。注意，虽然缩写RSCP被用于接收信号编码功率，但是并不表示排除在其他实施例中使用其他信号功率指示符。输入数量取决于Rake接收器类型的特定解调单元。如所示，对频率控制单元的输入被分配给解调单元308的不同Rake耙齿。频率控制单元314具有第一滤波器级314.1，其被配置成从与不同Rake耙齿相关的各个频率误差信号FOE1、FOE2、...FOEN的组合导出组合的频率误差信号FOE。第一滤波器级314.1在本实施例中还被配置成从自功率估计器316接收到的不同输入信号RSCP1、RSCP2、...RSCPN的组合导出组合的接收信号功率值。
第一滤波器级314.1中各个输入信号的组合存在多种不同可能。在一个实施例中，第一滤波器级314.1被配置成在组合这些测量值之前先选择被分类为有效的有效测量值。作为一种可能的实施方式，基于提供给与各个FOE值相关的RSCP值的阈值来选择有效频率偏移估计。例如，只有大于阈值的与RSCP相关的FOE值被用来形成在第一滤波器级的输出上提供的组合的频率偏移估计FOE。
适当地，从不同Rake耙齿接收到的频率偏移估计值的组合是一个线性组合。在另一个实施例中，在第一滤波器级314.1中根据下面的式子对FOE值进行求平均：
$\mathrm{FOE}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\mathrm{FOE}}_i·{\mathrm{RSCP}}_i}{N}$(公式15)
对所接收到FOE值进行组合的另一选择是使用最大比值合并(MRC)。下面的式子表示了这一方法：
$\mathrm{FOE}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\mathrm{FOE}}_i·{\mathrm{RSCP}}_i}{\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\mathrm{RSCP}}_i}$(公式16)
导出第一滤波器级314.1的输出端处的频率偏移估计的另一可行方法是仅仅选择来自具有最高相关RSCP值的Rake耙齿的FOE值。另一种方案是，如果从Rake耙齿接收到的输入FOE值都没有达到特定阈值、或者可选地如果RSCP值的均值低于预定阈值，则不提供输出RSCP值。
从图4可以看出，第一滤波器级还在其输出端提供组合的RSCP值。输出的RSCP值例如是从在导出输出FOE值时予以考虑的这些Rake耙齿所接收到的RSCP值之和。这就意味着，如果某些输入FOE值没有进入输出FOE值的计算，那么也会在输出RSCP值的计算中排除相应的RSCP值。通常，利用功率估计器中计算的相关RSCP值来对剩下的FOE值进行加权。在一个实施例中，在两个步骤中提供RSCP的阈值，如下所述计算该阈值：
a)首先，计算在第一滤波器级314.1的输入端接收到的分配给所有不同传播路径的所有RSCP值的均值E(RSCP)。b)从输出FOE值的计算中排除从RSCP值满足前面推导出的公式13关系的Rake耙齿接收到的这些测量值，其中公式13即：
RSCPi＜RSCPth·E(RSCP)           (公式13)
其中，RSCP是RSCP阈值，E(RSCP)表示在步骤a)中计算出来的均值。在E(RSCP)＜RSCPth(即公式14)的情况下，不考虑与相关帧有关的组合FOE，并且不在输出端提供组合的FOE值，或者在可选实施例中，组合的FOE值被输出，但是被随后的第二滤波器级314.2忽略。后一形式要求在第二滤波器级314.2中执行公式14的比较。
第二滤波器级通过使得滤波器的特征适应于不同传播条件，提供了AFC单元的优化滤波性能，并且在其输出端提供频率控制信号FOC。频率控制信号FOC被提供给指令单元314.30，指令单元314.30导出一个适当的指令CMD用于控制RF通信装置300的基准频率源的基准频率。
在可选实施例中，第二滤波器级314.2直接向基准频率源提供频率控制信号FOC，基准频率源随后对频率控制信号FOC进行解释以用于调节基准频率。该可选实施例不具有指令单元。
后面将解释频率控制单元314的第二滤波器级314.2的功能。但是，在讲解第二滤波器级314.2的结构和功能详情之前，首先参考图5至图7对用于在第二滤波器级314.2中执行的频率控制进行调节的相关驱动方案进行大致说明。图5是基站100分别与通信装置UE1和UE2之间的视线通信状态和非视线通信状态的示意图。图6和图7分别是示意性地图示了在视线通信状态和非视线通信状态下频谱功率分布的示图。图6和图7所示的频域中的接收信号功率谱密度等效于LOS和NLOS情况下的测得频率偏移的统计结果。
在之前的描述中，TS 25.101被引述到：接收信号将具有由于节点B频率误差和多普勒频移而产生的外显误差。但是，在多普勒频移和多普勒扩频之间加入其它区分是有用的。它们的诱因相同，都是RF通信装置300的移动。但是它们对频率误差统计结果的影响是不同的：
-在图5所示的RF通信装置UE1以速度v1沿箭头v1所示的方向行进的纯LOS条件下，节点B频率误差fof以及多普勒频移Fd给出了给定时间点处的频率误差。这就意味着，频率偏移估计和功率测量的差异较小。观察到的频率误差的平均是FD。功率谱分布由于多普勒频移而在Fd处呈现出一个尖锐的峰，否则不存在。延迟(lag)1处的频率误差的相关度较高。
-在(例如由瑞利衰落建模的)纯NLOS条件下，信号传播具有产生多普勒扩频(而非多普勒频移)的特性，并且频率误差估计的短期平均消失。图5的右侧示意性地示出了NLOS传播环境，其中假设RF通信装置UE2以速度v2沿箭头v2所示的方向行进。此处，基站100发送的信号被传播路径中的在图5中以树O3和O4示例出来的多个物体所散射/反射。典型的NLOS传播环境是城市环境。假设RF通信装置UE2以速度v2沿箭头v2所示的方向行进，在RF通信装置UE2检测到的频率误差将围绕基站100的标称载波频率f0分布，如图7所示。在图7中，f0再次表示在基站100使用的载波频率。检测到的频率在f0-fof-Fd以及f0+fof+Fd之间变化，其中fof再次表示节点B频率误差，并且Fd表示针对给定速度v2在视线(LOS)条件下的最大多普勒频移。频率偏移估计和功率测量结果的差异取决于Fd，因此取决于RF通信装置UE2的速度v2。延迟1处的频率误差的相关度较低。图8示出了根据本发明实施例的第二滤波器级314.2的简要框图。第二滤波器级314.2具有相关单元314.3，其接收第一滤波器级314.1所提供的FOE值。相关单元被配置成根据公式3来计算相关度测量值，其中公式3即：
$f_{n+1}\left(\mathrm{FOE}\right)=\frac{E\left(\mathrm{FOE}\right[n]·\mathrm{FOE}[n+1\left]\right)}{E\left({\mathrm{FOE}}^2\right[n\left]\right)}$(公式3)
相关单元314.3对第一缓存器314.4进行访问，第一缓存器314.4存储了当前周期确定相关度测量值所需的之前周期的FOE值。相关单元314.3将在第一缓存器314.4中存储的FOE值的数量取决于用于形成公式3的均值的移动时间窗口的预定大小。在一个实施例中，所确定的相关度测量值被存储在第二缓存器314.5中。但是，第二缓存器314.5是可选的。可以通过提供较短访问时间的任何形式的存储器来实现缓存器314.4和314.5。
相关单元134.3所确定的相关度测量值被提供给滤波器系数单元314.6，滤波器系数单元314.6被配置成根据公式2确定滤波器系数k，其中公式2即：
k[n]＝k[n-1]+δ·fn-1(FOE)            (公式2)
在特别适合于UMTS的应用示例中，用于相关度确定的1帧的积分长度适合作为基准，但是与用于δ的精度一致，积分长度越短越好。为此，滤波器系数单元314.6访问滤波器系数缓存器314.7和步长大小存储器314.8，滤波器系数缓存器314.7存储了在之前(多个)周期中确定的(多个)滤波器系数，步长大小存储器314.8存储了步长大小δ的预定值。作为特定示例，与相关度确定中的一帧的积分长度相对应的δ值适合被选择介于0.01和0.1之间。滤波器系数单元314.6的输出端连接至频率偏移校正单元314.9，以提供确定的滤波器系数。频率偏移校正单元314.9根据公式1计算频率控制信号FOC，其中公式1即：
FOC[n]＝FOC[n-1]+k[n]·FOE[n-1]       (公式1)
频率偏移校正单元314.9访问第一缓存器314.4和频率控制信号缓存器314.10，频率控制信号缓存器314.10存储了在刚刚之前的一个周期中确定的频率控制信号FOC。
第二滤波器级根据接收的FOE值以迭代方式确定频率控制信号FOC。执行操作以便使得频率误差FOE的均方误差最小。
第二滤波器级314.2的一个变型还包括第二滤波器级314.2输入侧上的一个统计单元314.11，以便确定频率误差的均方误差。由于统计单元314.11是可选的，所以图8中以虚线示出。
在另一变型中，所确定的相关度还被用于设置步长大小δ。为此，步长大小控制单元314.12被提供在该实施例中，并且在图8中也以虚线示出以表示其仅仅是一种选择。可变步长大小在滤波器系数k的调节中的使用允许额外地影响k的变化率。但是，这引入了额外的复杂度。
在具有减低的复杂度的可选变型中，δ是固定的，并且k的调节仅仅取决于所确定的相关度测量值的符号。也就是说，根据公式4来确定k：
kn＝kn-1+δ·sign(fn(FOE))             (公式4)
另一变型具有第二滤波器级314.2输入侧上的空闲模式控制器314.13。空闲模式控制器用于让第二滤波器级314.2在空闲模式下操作。空闲模式在如下操作阶段十分有用，其中通信装置300未接收到公共导频信号的时间间隔形成了接收时间的相关百分比。
空闲模式控制器具有用于接收空闲模式控制位的控制输入端，该空闲模式控制位表示第二滤波器级314.2是否在空闲模式下操作。在空闲模式下，空闲模式控制器314.13被配置成基于接收到的信号功率测量值(例如RSCP值)，直接提供可应用的预定k值给频率偏移校正单元314.9。在空闲模式下，相关单元314.3无需操作，并且空闲模式控制器例如可以阻止将接收到的FOE值传递给相关单元314.3。
在空闲模式条件下，特别是存在LOS接收的情况下，将在每个测量状态中校正的频率偏移可能是相关的。空闲模式控制器针对这一情况的操作包括：在确定的信号功率测量值(RSCP)所表示的强弱信号之间选择，以便分别向滤波器系数应用强校正或者弱校正。例如，可以提供阈值RSCPup。当用于单个测量值的RSCP值大于该阈值时，滤波器系数k的值自动地设置为高值，例如0.95。在弱信号的情况下可使用较低k值，例如0.25。注意，在空闲模式下，仅仅存在调节k的标准，并且不使用之前描述的迭代。
图9示出了一个图示出根据本发明另一实施例的频率控制单元414的简要框图。频率控制单元414被配置用于在Rake接收器类型的实施例中操作。其形成了图4的频率控制单元314的替换实施方式。频率控制单元的当前实施方式被配置成处理Rake接收器在其输入侧分别接收到的Rake耙齿的各个FOE值，从而导出滤波器系数分量kj[n]，这些滤波器系数分量kj[n]随后被组合来确定滤波器系数以及频率控制信号。更具体地说，相关器单元414.1包括多个(N个)相关器级，每个相关器级被配置成根据公式3来确定各自的FOEj的相关度测量值。已经在其他地方描述了相关度确定的原理。从相关器单元414.1向滤波器系数单元414.2输出N个相关度测量值，滤波器系数单元414.2还是具有用于根据公式5来处理所接收的FOE值的N个滤波器系数级。频率控制单元414的各个单元的图示表示与图8相比在一定程度上被简化。但是，对图8的实施例的描述可用作用于实现针对每个FOE值的各个级的功能的参考。
根据在滤波器系数单元414.2中确定的各个滤波器系数kj[n]，确定了各个频率控制信号分量FOCj[n]，并且所确定的频率控制信号分量FOCj[n]被传递给组合单元414.3。针对每个分量根据公式1来确定频率控制信号分量FOCj[n]。组合单元414.3被配置成根据公式7来执行FOCj的最大比值合并，其中公式7即：
$\mathrm{FOC}=\underset{j}{\Sigma }{a}_j{\mathrm{FOC}}_j$(公式7)
 在本实施例中根据公式12来确定加权系数aj，其中公式12即：
aj(n)＝aj(RSCPj，n)                (公式12)
图9的频率控制单元414比图4的频率控制单元314更复杂，这是因为在形成组合的频率控制信号FOC之前通过几个级分别处理了Rake耙齿的各个信号分量。为了减小复杂度，变型可采用公式8来确定单个相关度测量值并根据公式9来确定单个滤波器系数k[n]。
图9的实施例及其变型所利用的原理是，对于弱Rake耙齿，k会较低。因此，弱耙齿在频率校正中将具有较小权重。相反，强耙齿将是用于频率校正的主要贡献者。
根据前面的描述，本发明的一个方面涉及一种频率控制单元，用于控制外部可控基准频率源的基准频率。该频率控制单元包括具有可控滤波器参数(k)的滤波器单元，滤波器单元被配置成利用可控滤波器参数从频率误差信号(FOE)导出用于使得基准频率的频率误差最小化的频率控制信号(FOC)；以及相关单元，其被配置成根据不同时间点处的基准频率的频率误差(FOE)来确定相关度测量值，该相关度测量值表示不同时间点处的频率误差(FOE)之间的相关度。该频率控制单元被配置成根据所确定的相关度测量值来调节滤波器单元的可控滤波器参数(k)。
在所呈现的具体实施例中，滤波器参数(k)的值不仅取决于频率误差中的相关度，而且取决于(例如由RSCP值所规定的)接收器路径强度。因此，这些实施例将单个分支上的线性和非线性滤波方面合并起来。滤波器参数(k)对根据频率误差(FOE)计算的延迟-1相关度以及每个路径上的接收功率(RSCP)两者的依赖可被看作是信道估计上延迟-0处的相关度。虽然已经在附图和前面的描述中详细说明并描述了本发明，但是这些说明和描述将被看作是示意性的或示例性的，而非限制性的；本发明并不限于所公开的实施例。
本领域技术人员通过学习附图、公开文本和所附权利要求，可以在实践所要求保护的发明时，理解并实施对所公开的实施例的其它变化。
在权利要求中，词语“包括”不排除其它元素或步骤，并且不定冠词“一个”或“一种”并不排除多个。单个单元可实现权利要求所引述的多个项目的功能。事实仅在于，在相互不同的从属权利要求中引述的某些措施并不表示这些措施的结合不能用来提供优势。
可在适当介质(例如与其他硬件放在一起的或者作为其他硬件的一部分的光学存储介质或固态介质)上存储/发布计算机程序，但是也可以通过其他形式发布计算机程序，例如通过因特网或其他有线或无线通信系统。
权利要求中的任何参考标号都不应该解释为对范围的限制。