用于环状天线的电路以及用于调谐的方法 |
|||||||
| 申请号 | CN200910209106.1 | 申请日 | 2009-10-27 | 公开(公告)号 | CN101728642A | 公开(公告)日 | 2010-06-09 |
| 申请人 | 爱特梅尔汽车股份有限公司; | 发明人 | M·施瓦茨米勒; W·布拉茨; H·舒尔茨; U·埃尔本; | ||||
| 摘要 | 一种用于环状天线的 电路 及一种用于调谐总阻抗的方法，环状天线具有第一天线连接 端子 及第二天线连接端子，总阻抗具有环状天线的天线阻抗及调谐阻抗，电路包括：用于放大发射 信号 的输出 放大器 ，其具有用于与环状天线的第一天线连接端子连接的输出端；被构造成自动进行调谐的调谐装置，其具有与输出放大器的输出端分开的、用于与第二天线连接端子连接的连接端子；其中，调谐装置具有与连接端子连接的可变调谐阻抗；其中，调谐装置具有测量装置，其与调谐阻抗连接以测量在调谐阻抗上下降的 电压 幅值；其中，调谐装置具有计算单元，其与测量装置及可变调谐阻抗连接；其中，计算单元被构造用于在分析电压幅值及调谐阻抗的情况下自动地改变调谐阻抗。 | ||||||
| 权利要求 | 1.用于一环状天线(20)的电路(100)，所述环状天线(20)具有一第一天线连接端子(21)以及一第二天线连接端子(22)，所述环状天线(20)具有一天线阻抗，所述电路(100)具有一输出放大器(110)，所述输出放大器(110)用于放大一发射信号，所述输出放大器(110)具有一输出端(101)，所述输出端(101)用于与所述环状天线(20)的所述第一天线连接端子(21)连接， |
||||||
| 说明书全文 | 用于环状天线的电路以及用于调谐的方法技术领域[0001] 本发明涉及一种用于环状天线的电路以及一种用于调谐的方法。 背景技术[0002] 由Rothammel和Krischke所著的“Antennenbuch”第12版，2001，第67、318、319、332、333页公开了环状天线。环状天线是具有环形元件的封闭式(磁性)天线。这些环状天线因具有比波长更小的天线环也被称为框形天线或磁性天线。对于频率f＝0，阻抗也为 0。对于增大的频率，阻抗曲线是感性的。但是所述阻抗曲线仅到达半波谐振，即到达半个λ的范围，在此之后，阻抗曲线是容性的。因此，仅将(长度最大到约四分之一λ的)小环称为磁性天线。环的可能几何形状为圆形元件、正方形元件、钻石形或菱形元件、三角形元件、长方形元件、多边形元件或者椭圆形元件。小的环状天线具有感性阻抗，该感性阻抗具有第一连接端子(Anschluss)与第二连接端子。感性阻抗与容性阻抗——例如若干(一个或多个)电容器连接成振荡回路。 [0003] 由EP 0663724B1公开了一种使天线谐振电路的谐振频率与发射机输出级的输出频率相匹配的方法。天线谐振电路包括调谐电路，该调谐电路可被如此操作，使得该调谐电路改变谐振电路的谐振频率。天线谐振电路在其输出端上具有一个相位相关信号。关于馈电信号，该相位相关信号的相位和谐振频率与馈电信号之间的频率差具有已知的关系。馈电信号和相位相关信号被接收到相位比较器中。作为对接收到的相位比较器的输出信号的响应，谐振电路的谐振频率被调节。 发明内容[0004] 本发明的任务在于，尽可能地改进用于环状天线的电路。 [0006] 因此，提出一种用于环状天线的电路。该环状天线具有第一天线连接端子与第二天线连接端子。该环状天线的天线阻抗具有至少一个由至少一个环构成的电感。 [0007] 所述电路具有用于放大发射信号的输出放大器。该输出放大器具有用于与环状天线的第一天线连接端子相连接的输出端。 [0008] 所述电路具有调谐装置，该调谐装置具有用于与第二天线连接端子相连接的连接端子。调谐装置的连接端子与输出放大器的输出端分离。调谐装置具有与调谐装置的连接端子相连接的可变的调谐阻抗。调谐装置被构造用于自动地调谐。在此，调谐阻抗与天线阻抗是总的有效阻抗的组成部分。优选地，调谐阻抗具有至少一个可变电容——例如作为电容器组。 [0010] 所述调谐装置具有与测量装置以及可变的调谐阻抗相连接的计算单元。计算单元——优选借助于(硬件和/或软件)实现的程序过程——被构造用于在对电压幅值及调谐阻抗进行分析的情况下自动地改变调谐阻抗。 [0011] 此外，本发明的任务还在于说明一种针对环状天线进行调谐的尽可能改进的方法。 [0013] 因此，提出一种用于进行调谐以获得与电路连接的环状天线的最大发射功率的方法。环状天线具有天线阻抗并且电路的调谐装置具有调谐阻抗。 [0014] 在所述方法中，借助与环状天线的第一天线连接端子相连接的输出放大器输出经放大的信号。所述经放大的信号优选为正弦信号类型。 [0015] 在所述方法中，重复地实施以下用于确定发射功率的最大值的步骤： [0016] a)确定在调谐阻抗上下降的电压幅值，其中，调谐阻抗与环状天线的第二天线连接端子相连接， [0017] b)对所确定的电压幅值以及调谐阻抗进行分析，以及 [0018] c)改变调谐阻抗。 [0019] 优选的是，为了进行分析而至少暂时地存储结果。有利的是，借助大小比较装置相互比较所确定的分析结果。 [0020] 本发明的另一方面是具有以上所述的电路的无线电系统。该无线电系统具有环状天线，该环状天线具有第一天线连接端子与第二天线连接端子。调谐装置的调谐阻抗被构造为可变的调谐电容。可变的调谐电容与至少一个另外的电容以及环状天线的环的电感一起构成振荡回路。 [0021] 优选的是，无线电系统具有用于使输出放大器的输出阻抗与总阻抗的天线阻抗和调谐阻抗相匹配的匹配网络，其中，匹配网络被设置在输出放大器的输出端与第一天线连接端子之间。 [0022] 以下所述的进一步构型不仅涉及所述电路，而且涉及所述无线电系统以及所述用于调谐的方法。在此，所述电路和所述无线电系统的功能性特征由相应的方法特征得出。方法特征由所述电路或所述无线电系统的功能得出。 [0023] 在一个优选的进一步构型中，为了进行分析，计算单元被构造用于将属于当前调谐阻抗的值与电压幅值相乘。例如，计算单元具有用于进行乘法运算的微控制器的计算内核。属于当前调谐阻抗的值例如是调谐阻抗的当前电容值或者是由调谐阻抗与一个另外的电容构成的并联电路的当前电容值。 [0024] 优选地，计算单元被构造用于确定作为乘法运算的结果的(数学上的)乘积的最大值。为此，以相互组合的方式相互分析——例如借助大小比较装置——多个属于不同调谐阻抗值的乘积。 [0025] 根据一个有利的进一步构型方案，计算单元具有用于分析的数值表，该数值表具有属于调谐阻抗值的值。这些属于调谐阻抗值的值可被有利地写入数值表中。优选的是，通过施加属于各个调谐阻抗值的控制信号从数值表中读取并分析这些值。优选地，这些值是用于与电压幅值相乘的乘法因子。这些值也可被称为修正值。为了进行输出，计算单元优选具有一个数值表(LUT-Look Up Table：查找表)。优选的是，属于调谐阻抗的值被输入到数值表中，使得在施加控制信号时数值表输出属于当前调谐阻抗的输出值，例如乘法因子，以便进行分析。 [0026] 优选的是，测量装置被构造用于形成属于电压幅值的直流电压。特别有利地，测量装置被构造用于尤其是借助比较器以及与比较器的输入端相连接的数模转换器将直流电压转换成数字值。 [0027] 计算单元例如是一个状态机。根据一个构型，计算单元被构造成是可编程的——尤其是被构造为微控制器。计算单元与测量装置以及可变的调谐阻抗相连接。 [0028] 在有利地构型方案中，测量装置被构造用于调节测量装置的灵敏度。优选的是，计算单元与测量装置相连接，以便调节测量装置的灵敏度。优选的是，为了调节灵敏度，测量装置具有可变的、电容性的分压器，该分压器优选地与测量装置的输入端相连接。优选的是，可变的、电容性的分压器的分压比可由计算单元调节。 [0029] 优选的是，测量装置是可关断的。优选地，计算单元与测量装置相连接，以便在发射运行中关断测量装置。 [0030] 优选地，调谐装置与输出放大器和/或发射电路相连接。有利地，为了进行连接，计算单元的控制输出端连接在输出放大器和/或发射电路上。优选地，调谐装置被设置用于控制输出放大器和/或发射电路，以便改变输出放大器输出端上的输出幅值和/或输出频率。 [0031] 在一个特别有利的进一步构型中，调谐装置被构造用于减小输出放大器的输出功率，尤其用于使输出放大器的输出功率最小化。调谐电路被设置用于在确定发射功率的最大值之前确定在所述确定期间的可能的过载 并且用于在过载情况下通过设置寄存器值来限制输出放大器的输出功率。 [0032] 优选的是，调谐装置被设置用于在输出放大器的输出功率被减小或者被最小化的情况下确定调谐阻抗上下降的电压幅值，并且为最大值的随后确定规定输出放大器的最大允许的放大系数值 [0033] 以上所述的进一步构型方案不仅单独地是特别有利的，而且其组合也是特别有利的。在此情况下，所有的进一步构型方案可彼此组合。在附图的实施例的描述中对一些可能的组合进行了说明。但那里所述的进一步构型方案的组合的可能性并未穷尽。 附图说明[0034] 以下根据附图通过实施例来进一步说明本发明。 [0035] 附图示出： [0036] 图1：具有单片集成电路的无线电系统的示意性框图； [0037] 图2：无线电系统的示意性等效电路图； [0038] 图3：电路的示意性框图；以及 [0039] 图4：方法过程的示意性流程图。 具体实施方式[0040] 图1中示意性地示出了无线电系统的框图。单片集成的电路100具有输出放大器110，该输出放大器110具有输出端101。此外，电路100具有作为调谐阻抗的可变调谐电容 120，该可变调谐电容120与输入端102连接。在此，可变调谐阻抗120用于对天线回路进行调谐，以便使发射功率最大化。输出放大器110的输出端101通过匹配网络40与环状天线20的第一连接端子21连接。与调谐电容120相连接的输入端102通过一个另外的阻抗 30与环状天线20的第二连接端子22连接。 [0041] 用于产生待放大的发射信号的发射电路140与输出放大器110的输入端连接。在此，图1中的输出放大器110被指定用于-10dBm到+14dBm的输出功率。在此，不同的输出功率可导致用于环状天线20的不同的匹配网络。测量装置130与调谐电容120连接，以便确定调谐电容120上下降的电压幅值UCt。为了确定电压幅值UCt，测量装置130例如具有电压比较器。 [0042] 所述电路具有——例如为微控制器的——计算单元150。计算单元150的输入端与测量装置130的输出端相连接，其中，计算单元被设置用于分析处理由测量装置130输出的、数字的、属于电压幅值UCt的值。计算单元150具有用于控制发射电路140——尤其是用于控制发射频率——的控制输出端。计算单元具有一个用于控制输出放大器110以便对放大进行调节的另外的控制输出端。计算单元150具有一个用于调节测量装置130的灵敏度的另外的控制输出端。计算单元150具有一个用于改变调谐电容120的另外的控制输出端。在图1的实施例中，计算单元150与调谐电容120和/或测量装置130和/或发射电路140和/或输出放大器110相连接，以便进行控制。 [0043] 图2示出具有其连接端子101、102、103、104、105、106的单片集成的电路以及具有一起构成无线电系统的外部元件的外部线路，所述无线电系统以示意性等效电路图的形式示出。环状天线20具有电感LANT。欧姆损耗通过欧姆电阻RL表示。所期望的发射功率通过等效电路图中的电阻RRAD象征性地表示。环状天线20具有第一天线连接端子21和第二天线连接端子22。 [0044] 输出放大器110通过输出端101、通过具有(SMD)电容器C40和电感L40的匹配网络40、通过连接端子103和104以及通过高频开关160与环状天线20的第一天线连接端子21相连接。此外，在第一天线连接端子21上连接了(SMD)电容器C1，该(SMD)电容器C1将第一天线连接端子21接地。在第二天线连接端子22上连接了(SMD)电容器C21。第二天线连接端子22通过(SMD)电容器C21以及由(SMD)电容器C22和单片集成的调谐电容120(Ct)构成的并联电路同样与地连接。电感LANT以及电容C1、C21、C22和Ct通过接地构成(衰减的)振荡回路，该振荡回路的谐振频率取决于电感LANT以及电容C1、C21、C22和Ct。 [0045] 如在图1中所示，具有环状天线20的振荡回路并不与环境分离，从而在图1中示意性地示出一个寄生的、另外的电容CA。在此，寄生电容CA代表性地表示所有可能的寄生电容，例如由于壳体(未示出)、由于金属物体(未示出)或者手的存在等等产生的寄生电容，这些寄生电容可影响振荡回路的谐振。因此，对于发射信号的给定的发射频率和/或接收信号的给定的接收频率而言，通过改变调谐电容120来调谐电路以获得尽可能大的发射功率。电感LANT以及电容C1、C21、C22、Ct和CA构成由单个阻抗组成的总阻抗。则总阻抗至少具有天线阻抗(RL，LANT)和调谐阻抗(Ct)。 [0046] 在此，环状天线20的、被构造在电路载体上的环定义了环状天线20的电感LANT和欧姆电阻RL。在此，电路100被构造用于自动地根据在调谐电容120上下降的电压UCt来改变调谐电容120，以便进行调谐。由此通过图2的实施例的电路获得了总阻抗的全自动调谐的突出优点。 [0047] 在图2的实施例中，发射功率可由下式确定： [0048] Prad＝I2·Rrad (1) [0049] 因此，为了获得最大的发射功率Prad，必须使流过环状天线20的电流I最大化。通过环状天线20的电流I为： [0050] I＝IC22+ICt (2) [0051] 其中Ic22是通过电容C22的电流，而Ict是通过调谐电容Ct的电流，其中： [0052] [0053] 以及 [0054] [0055] 由此得出： [0056] [0057] 代入式(1)得到： [0058] [0059] 在此，值C22是已知的并且是不变的。值Ct是已知的，因为它被调节用于进行测量。Ct的值以及电压幅值UCt都要被分析处理。因此，最大值借助Ct的值以及电压幅值UCt确定。 这适应于环状天线20的品质因数近似地 大于等于10的情况。电压 幅值Uct被测量。常数const以及发射电阻Rrad同样是不变的。 [0060] 因此，当 [0061] (C22+Ct)2·UCt2 (7) [0062] 最大时，Prad是最大的。因此，为了确定发射功率的最大值而确定由调谐阻抗C22||Ct和电压幅值构成的乘积[(C22+Ct)·UCt]的最大值。 [0063] 在图2的实施例中，C22＝0或者C22＜Ct。在此情况下，对发射功率的最大化起决定性作用的项可被简化成Ct·UCt。在对调谐电容Ct进行调节的分辨率较低时，这样的简化不会影响结果。然而，通过所述简化实现了计算耗费的显著减小。为了计算最大值，计算单元150具有例如一个数值表，在该数值表中存储了属于调谐阻抗的值。对于当前所调节的调谐电容Ct，从该表中分别读取一个值并将其与属于该调谐电容的、已测量到的电压幅值UCt相乘。作为所述乘法运算的结果的乘积随后可与其他乘积进行比较。在此，在数值表中还可以考虑并联的电容C22。例如，可以通过计算单元150的接口(未示出)对这些值进行编程。 [0064] 通过图2的电路100实现了在外部干扰影响下特别鲁棒地确定发射功率的最大值。因为涉及的是相对的测量，所以为了确定最大值不需要电压幅值UCt的绝对大小。由此消除了影响最大值的绝对大小的干扰。此外，通过调谐阻抗Ct处的测量抽头实现了对可体现谐振情况的量UCt尤其直接的测量。减少了可能的测量误差的数量。此外，天线回路由于具有低寄生测量电容的高欧姆测量抽头而几乎不受测量阻抗影响。对电压幅值UCt的测量导致以下预想不到的效果：为了确定发射功率的最大值不需要高的测量分辨率，使得可以简单地构造图1的测量装置130并且由此可以将其简单地集成在半导体电路中。 [0065] 可以在作为计算单元150的微控制器的方法过程中实施使发射功率最大化的计算——如在以上示例中所说明的那样。替换地，所述计算还可以用硬件实现——例如借助于状态机(state machine)。例如，可以借助计数器生成数模转换器132的输入值，其中，在比较器133的输出信号改变时停止计数器并且将存储器中的计数值与迄今为止的值进行比较。如果计数值较大，则存储该计数值以及调谐电容Ct的相应值。 [0066] 通过调谐电容120与环状天线20的第二连接端子22的连接并且因此与环状天线20的高欧姆的连接点的连接，取得了以下预想不到的效果：即发射功率的频率响应是平坦的并且辐射功率的绝对值较大。此外，通过以上所述的图2的实施例的电路实现了几毫秒内——尤其是小于1.3毫秒——的调节。 [0067] 在此优选的是，通过为了最大化的发射功率而进行的调谐所获得的总阻抗在接收模式中也保持不变。在接收模式中，环状天线20的第一天线连接端子21借助于高频开关160通过由(SMD)电容器C50和电感L50构成的匹配网络与输入放大器170(LNA-Low Noise Amplifier：低噪声放大器)的输入端106相连接。 [0068] 在图3中示出了测量装置130，其中，测量装置130的输出端与计算单元150相连接以进行分析处理。测量装置130具有检测器电路131，检测器电路131具有电容性的分压器，该分压器具有电容C30以及用于调节测量装置130的灵敏度的可变电容C31。检测器电路131具有通过整流以及必要时的平滑形成属于电压幅度UCt的直流电压的功能。该直流电压到达测量装置130的比较器133的一个输入端上。为了进行比较，数模转换器(DAC-Digital Analog Converter)132的输出值到达比较器133的另一输入端上，数模比较器32将n位宽的数字值(例如4位或5位宽)转换成模拟输出电压。 [0069] 为了确定在调谐电容120上下降的电压UCt，通过计算单元150借助于n位宽的数字值改变数模转换器132的输出电压，直到比较器133的输出信号发生变化。相应的n位宽的数字值被存储。对于调谐电容Ct的一个新的值，重复地继续数模转换器132的输出电压的改变，直到比较器133的输出信号再次发生变化。新的相应的n位宽的数字值同样被存储。 [0070] 如果电压幅值UCt位于当前的测量范围之外，则借助对电容C31的调节通过计算单元150来改变测量装置130的灵敏度。通过电容C30和C31的分压器功能可以确定电压幅值，即使这些电压幅值超过了检测器电路131的半导体元件的允许的反向电压。 [0071] 此外，在图3中示意性地示出了被构造为电容组的可变调谐电容120。调谐电容120由计算单元150通过四根导线调节。根据所需要的调谐范围或者调谐分辨率，也可以设置多于四根的导线。详细地示出了第一电容装置121。为了更高的允许反向电压，电容装置 121具有两个串联的、作为开关晶体管的场效应晶体管MN11和MN12。开关晶体管MN11和MN12与电容Ct1和地相连接，以便接通和断开电容Ct1。与每个开关晶体管MN11和MN12并联地分别连接了小电容CM1或者CM2，所述小电容CM1或者CM2比电容Ct1小得多并且在开关晶体管MN11、MN12的反向状态下电压幅度通过容性分压分布在开关晶体管MN11、MN12的漏极-源极路径上。 [0072] 其他电容装置122、123、124类似于电容装置121地构造，但是具有不同的电容Ct2、Ct3或者Ct4。例如，电容装置122通过两个与电容装置121对应的并联的子电路构成。电容装置123可以通过四个并联的子电路构成并且电容装置124可以通过八个并联的子电路构成，以便实现16级(对应于4位)调节。 [0073] 在图4中借助流程图示意性地示出了用于调谐天线回路以使环状天线的发射功率最大化的可能的方法过程。在此，总阻抗至少由环状天线的天线阻抗以及调谐装置的调谐阻抗组成。 [0074] 在第一个步骤中，通过调节放大系数将输出放大器的输出功率控制到小的、尽可能最小的值上。在此情况下，输出功率例如是10dBm。与第一天线连接端子相连接的输出放大器输出一个经放大的信号。 [0075] 在步骤2中，设置(调谐阻抗的)调谐电容的初始值。该初始值例如是最小的电容值。替换地，初始值是测量技术所确定的、补偿外部SMD电容的公差的缺省值。替换地，初始值是在之前的调谐中所确定的、用于最大发射功率的值。 [0076] 在随后的步骤3中，确定在调谐电容上下降的电压幅值UCt。 [0077] 在步骤4中，计算用于预先给定的(期望的)发射功率的推测的电压幅值UCt’并将该电压幅值UCt’与允许的最大值Umax进行比较。如果推测的电压幅值UCt’超过最大值Umax，则在步骤5中设置一个标志并且将输出放大器控制到最大允许的值上。如果推测的电压幅值UCt’没超过最大值Umax，则在步骤6中控制输出放大器用于预先给定的(期望的)发射功率。 [0078] 为了确定发射功率的最大值，重复随后的步骤7、8和9直到确定所有可能的值或者直到中断条件。 [0079] 首先在步骤7中——如果需要——可以改变调谐阻抗Ct。而在过程循环中重复步骤7时，改变调谐阻抗Ct是必需的。 [0080] 在步骤8中，确定在调谐阻抗Ct上下降的电压幅值UCt。在此，为了确定发射功率的最大值，不必绝对地确定电压幅值UCt，而仅需要根据调谐阻抗Ct彼此相对地确定所测定的电压幅度值。 [0081] 在步骤9中，由所确定的电压幅值UCt确定属于发射功率的相对值，其方式是，一同分析属于电压幅值UCt的值和取决于调谐电容的值。例如，将电压幅值UCt的值与调谐电容的值彼此相乘。这也可被称为电压幅度值的修正。在此，作为乘法运算的结果的乘积在发射功率最大的——调谐电容Ct的——位置上具有最大值。 [0082] 如果通过步骤7、8和9的重复确定了发射功率的相对最大值，那么随后在步骤10中将调谐电容设置为用于最大发射功率的电容值。 [0083] 本发明并不限于图1至4中所示的构型方案。例如，可以设置具有更大分辨率的测量装置或者对调谐电容进行更细微的调节。同样，对于调谐阻抗而言，还可以设置感性部件。 [0084] 附图标记列表： [0085] 100 电路 [0086] 101、102、103、104、105、106 连接端子 [0087] 110 输出放大器 [0088] 120 调谐电容、调谐阻抗 [0089] 121、122、123、124 电容装置 [0090] 130 测量装置 [0091] 131 检测电路 [0092] 132 数模转换器 [0093] 133 比较器 [0094] 140 发射电路 [0095] 150 计算单元、微控制器 [0096] 160 高频开关 [0097] 170 输入放大器 [0098] 20 环状天线 [0099] 21、22 天线连接端子 [0100] 30 阻抗 [0101] 40 匹配网络 [0102] C1、C21、C22、C30、C31、 电容、电容器 [0103] Ct、C40、C50、Ct1、Ct2、 [0104] Ct3、Ct4、CM1、CM2 [0105] CA 寄生电容 [0106] LANT 天线电感 [0107] L40、L50 电感 [0108] MN11、MN12 场效应晶体管、开关晶体管 [0109] RL 欧姆电阻 [0110] RRAD 辐射损耗 [0111] UCt 电压幅度 [0112] UC2 幅度 |
||||||
QQ群二维码
意见反馈
意见反馈