在许多的通信传输应用电路中都需要使用滤波器。一般来说，离散时间 滤波器(discrete-time filter)较能准确控制频宽，但是适用的频宽较窄，所以 高频与宽频的电路往往以采用连续时间滤波器(continuous-time filter)为较佳； 而对于高频电路来说，又以电导电容滤波器(GM-C filter)较能节省耗电而为 首选。电导电容滤波器最容易遭遇到的问题就是在电路组件集成电路制程上 发生变异，其中电导的变异可能高达30％至50％，而电容的变异也有约20％ 至30％；这将使得滤波器的电导电容时间常数(GM-C time constant)的实际 值与设计值有所出入，影响滤波器的频宽的准确度，这将非常不利于需要准 确的频率响应的电路。再者，当电路工作时电导电容时间常数会再随温度、 电压等变化而产生很大的偏移，使电导电容滤波器的频率响应很难实时校正， 进而影响整体电路的效能及准确度。在现有的技术中，不管应用在何种领域， 采用电导电容滤波器的半导体组件通常都必须加上一个电导电容时间常数的 自动调谐电路(Auto tuning circuit)来克服因操作环境的改变而造成滤波器的 截止频率(cut off frequency)偏移的问题。
在现有技术中，最常应用来调谐滤波器的电导电容时间常数的技术大致 上可分为二种。第一种常用的技术是采用一组锁相回路(phase lock loop，PLL) 来锁定一频率，其中锁相回路所搭配的压控震荡器(VCO)是复制部份或全部所 欲调谐电导电容时间常数的滤波器而得；再配合其它电路的处理回授来控制 所欲调谐电导电容时间常数的滤波器的电导值。例如John M.Khoury即在 电机电子工程师学会固态电路期刊(IEEE Journal of solid-state circuit)中发表一篇”Design of a 15-MHz CMOS Continuous-Time Filter with On-Chip Tuning”，公开了一种利用锁相回路调整截止频 率的五阶滤波器。然而这类利用锁相回路以调谐电导电容时间常数的电路 最大的缺点就是电路面积大，所消耗的功率也大；并且要等锁相回路完成锁 相(PLL settle)后才能调整电导电容时间常数，完成调谐的时间很长，调谐 的速度很慢。
现有技术中第二种常用的调谐技术则是复制所欲调谐电导电容时间常数 的滤波器中部份的电导与电容，用积分的方法取出电导电容的比值(Gm/C)， 再配合其它电路的处理回授来控制电导值。例如Iuri Mehr与David R. Welland即在电机电子工程师学会固态电路期刊(IEEE Journal of solid-state circuit)中发表一篇”A CMOS Continuous-Time Gm-C Filter for PRML Read Channel Application at 150Mb/s and Beyond”，即利用 一积分电路得到一组与滤波器的电导电容遭受同样变异的电导电容 的比值，再由此调整滤波器的截止频率。
请参阅图1。图1所示是现有技术之一电导电容滤波器的电导电容时间常 数的调谐电路100的示意图。参考电导110是调谐电路100所欲调谐电导电 容时间常数的滤波器的电导Gm的部份复制，表示参考电导110与原始滤波 器的电导Gm具有相同的物理特性并且遭受相同程度的制程变异。参考电容 120则是调谐电路100所欲调谐电导电容时间常数的滤波器的电容C的部份复 制，表示参考电容120与原始滤波器的电容C具有相同的物理特性与同比例 的寄生效应，当然也遭受相同程度的制程变异。如图1所示，参考电导110 接收一参考电压Vref并以其输出端电连至参考电容120，形成一时变电压信 号Vs1(t)。参考电导110的输出端又再耦合至二开关132与134，根据一时钟 信号clk1电连至二比较器142与144的负输入端。比较器142与144的正输 入端分别接收二参考电压Vtp与Vtm，输出端则接到一数字逻辑单元(digital logic unit)150。数字逻辑单元150根据所接收的比较器142与144的输出以 及一第二时钟信号clk2，输出二电信号Up与Dn。数字逻辑单元150的输出 信号Up1与Dn1输出至一电荷泵(Charge pump)160；电荷泵160据的输出一 电流Icp1。电流Icp1流经一滤波器170后输出一控制电压Vcon1回授至参考 电导110以控制参考电导110的电导值。其中，参考电导110的电导值以gm 表示，而参考电容120的电容值以cl表示，则时变信号Vs1(85t)的关系式如下：
Vs1(t)＝Vref.gm/cl.t    式(1)
请参阅图2。图2中标示了图1中的电压信号Vs1(t)、Up1与Dn1对时间 的变化图；其中参考电压Vtp与Vtm以虚线标示电平以与时变电压信号Vs1(t) 做比较，Tclk1与Tclk2分别代表时钟信号clk1与clk2的周期长度，TDn1与Tup1则分 别代表电压信号Up1与Dn1为高电位的时间长度。配合图2的图示，很明显 地，图1中的回路要能稳定，电压信号Up1与Dn1的长度必须相等，即TDn1 与Tup1长度相等。依照图1与图2所示，即：
Vs1(4.Tclk2)＝(Vtm+Vtp)/2              式(2)
结合式(1)与式(2)，可得以下关系式：
Vref.gm/cl.(4.Tclk2)＝(Vtm+Vtp)/2      式(3)
由式(3)可解出参考电导110与参考电容120的比值gm/cl，由之可再 推出调谐电路100所欲调谐电导电容时间常数的滤波器的电导电容时间常数 Gm/C。而待得知所欲调谐电导电容时间常数的滤波器的电导电容时间常数 Gm/C后，即可以调整控制电压等方式，调整所欲调谐电导电容时间常数的滤 波器的电导值以校正电导电容时间常数。
然而，虽然相较于使用锁相回路以进行调谐的电路来说，如图1所示的 现有技术之以积分方法求出电导电容时间常数的调谐电路100的调谐速度加 快了许多，但仍具有下列无可避免的缺点。首先，虽然参考电导110与参考 电容120均只需复制部份原本的电导与电容，但后段的处理电路还是略嫌复 杂，两个比较器142与144也占用了相当大的电路面积。再者，由于电荷泵 160是根据电压信号Up1与Dn1对滤波器170进行充放电，而根据图2所示， 电压信号Up1与Dn1为互不重迭的二电压信号，意即即使整个调谐电路100 已进入稳态，电荷泵160仍然持续对滤波器170进行充电与放电；因此滤波 器170回授至参考电导110的控制电压Vcon1也将存在波动，并非真的为一 固定值。最后，制程上的变异也将影响到其它参数如参考电压Vtm与Vtp的 准确度；这些都会影响根据参考电导110与参考电容120的比值而进行调谐 的滤波器的电导电容常数，进而影响电导电容滤波器的频率响应与整个电路 的效能。

因此本发明提供一具有电导电容滤波器的半导体组件及其调谐电路，以 积分方法以及较简单的电路设计，根据复制部份电导电容的比值以连续调谐 滤波器的电导电容时间常数，以克服上述现有技术技术中的问题。
本发明公开一种电导电容时间常数的调谐电路，用以调谐一电导电容滤 波器的电导电容时间常数，其中该电导电容滤波器包含一组电导以及一组电 容，该调谐电路包含有：一参考电导，接收多个参考电压以及一控制信号并 根据所接收的该多个参考电压及该控制信号输出两电流信号；一参考电容， 跨接于该参考电导的两输出端间；一比较器，包含有两输入端分别连接至该 参考电导的输出端，其输出端输出一第一参考信号；一电荷泵，连接至该比 较器，该电荷泵根据该第一参考信号或一预定的第二参考信号输出一参考电 流；一回馈电容，连接于该电荷泵与该参考电导间，用以根据该参考电流产 生该控制信号并回馈至该参考电导；以及一第一开关，一端接收一第一参考 电压，另一端连接至该参考电导的第一输入端；一第二开关，一端接收该第 一参考电压，另一端连接至该参考电导的第二输入端；一第三开关，一端接 收一第二参考电压，另一端连接至该参考电导的该第一输入端；以及一第四 开关，一端接收一第三参考电压，另一端连接至该参考电导的该第二输入端； 一第五开关，一端接收一第四参考电压，另一端连接至该比较器的第一输入 端；一第六开关，一端接收一第五参考电压，另一端连接至该比较器的第二 输入端；其中该第一开关，该第二开关，该第三开关以及该第四开关，根据 一时钟信号以使该参考电导的输入端耦接该第一至第三参考电压之一，其中 该第五开关以及该第六开关，根据该时钟信号以使该参考电导的输出端耦接 该第四参考电压或该第五参考电压，其中该调谐电路利用该控制信号调整该 参考电导的电导值。
本发明还公开一种具有电导电容滤波器的半导体组件，其包含：一电导 电容滤波器，具有一组电导与一组电容；及一调谐电路，用来调谐该电导电 容滤波器的电导电容时间常数。该调谐电路包含：一参考电导，用来根据所 接收的电压信号以及控制信号输出一电流信号，该参考电导的输出端另根 据一时钟信号轮流耦合于一参考信号；一参考电容，电连于该参考电导的输 出端；一比较器，耦合于该参考电导的输出端，以及根据所接收之信号间的 关系输出一第一信号；一电荷泵，用来根据该比较器所输出的第一信号与一 参考信号输出一电流；以及一回馈电容，耦合于该电荷泵，该回馈电容系用 来根据该电荷泵所输出的电流产生一控制电压；以及一第一开关，一端接收 一第一参考电压，另一端连接至该参考电导的第一输入端；一第二开关，一 端接收该第一参考电压，另一端连接至该参考电导的第二输入端；一第三开 关，一端接收一第二参考电压，另一端连接至该参考电导的该第一输入端； 以及一第四开关，一端接收一第三参考电压，另一端连接至该参考电导的该 第二输入端；一第五开关，一端接收一第四参考电压，另一端连接至该比较 器的第一输入端；一第六开关，一端接收一第五参考电压，另一端连接至该 比较器的第二输入端；其中该第一开关，该第二开关，该第三开关以及该第 四开关，根据一时钟信号以使该参考电导的输入端耦接该第一至第三参考电 压之一，其中该第五开关以及该第六开关，根据该时钟信号以使该参考电导 的输出端耦接该第四参考电压或该第五参考电压。其中该回馈电容另耦合于 该参考电导以及该电导电容滤波器的该组电导，该参考电导以及该电导电容 滤波器的该组电导系根据该回馈电容产生的控制电压调整电导值。
本发明所提出的电导电容时间常数的调谐电路适用于各式连续时间电导 电容滤波器的自动频率谐调，能灵活运用至不同规格的滤波器上。本发明的 调谐电路架构简单而易实现，电路面积小而耗费功率低，能快速完成调谐并 且能在电路工作时动态而连续地进行调谐，能有效校正电导电容滤波器的频 率响应因制程变异，以及在电路工作时因温度与电压等变化而产生的偏移。
附图说明
图1是现有技术之一电导电容时间常数调谐电路的示意图；
图2是电压信号Vs1(t)、Up1与Dn1对时间的变化图；
图3是本发明的电导电容时间常数调谐电路的第一实施例的示意图；
图4是一时钟产生电路的示意图；和
图5是本发明的电导电容时间常数调谐电路的第二实施例的示意图。
附图标记说明：
100，300，500                        电导电容时间常数调谐电路
110，310，510                        参考电导
120，320，520                        参考电容
132，134，302，304，306，308，       开关
332，334，502，504，506，508，
532，534
142，144，340，540                   比较器
150                                  数字逻辑单元
160，360，560                        电荷泵
170                                  滤波器
370，570                             回馈电容
400                                  时钟产生电路
410，420，430                        除二单元
440                                  与门
300                                  电导电容时间常数调谐电路
310                                  参考电导
320                                  参考电容
302，304，306，308，332，334  开关
340                                  比较器
360                                  电荷泵
370                                  回馈电容

本发明沿用如前述第二种现有技术技术所采用的积分方法找出电导电容 滤波器的电导电容时间常数Gm/C，但是电路较为简化，而且可于电导电容滤 波器操作中动态而连续地(continuous-time)调整其电导电容时间常数，以有 效校正电导电容滤波器的频率响应在电路工作时因温度与电压等变化而产生 的偏移。
请参阅图3。图3所示是本发明的电导电容时间常数的调谐电路300的示 意图。参考电导310是调谐电路300所欲调谐电导电容时间常数的滤波器的 电导Gm的部份复制，表示参考电导310与原始滤波器的电导Gm具有相同 的物理特性并且遭受相同程度的制程变异；而参考电导310的电导值为gm。 参考电容320则是调谐电路300所欲调谐电导电容时间常数的滤波器的电容C 的部份复制，表示参考电容320与原始滤波器的电容C具有相同的物理特性 与同比例的寄生效应，并遭受相同程度的制程变异；而参考电容320的电容 值为cl。为达到节省面积和功率的目的，参考电导310与参考电容320可为 复制调谐电路300所欲调谐电导电容常数的电导电容滤波器最小的一个电导 单元以及电容单元。
图3所示是本发明的电导电容时间常数的调谐电路之一实施例，在此例 中，我们以差动方式来架构电路。如图3所示，参考电导310的输入端电连 至开关302、304、306与308，根据一时钟信号clk3轮流耦合于参考电压Vref 及参考电压VN与VP；参考电导310并以其输出端电连至参考电容320，形 成一时变电压信号Vs2(t)。相较于图1中所示的现有技术调谐电路100，本发 明的调谐电路300仅采用单一比较器340以耦合至参考电导310的输出端。 比较器340的输入端另耦合至开关332与334，根据时钟信号clk3电连至另二 参考电压VPO与VNO。
在本发明的调谐电路的第一实施例300中，比较器340的输出端不经其 它组件而直接耦合至一电荷泵360。电荷泵360根据比较器340的输出信号 Dn2以及一参考信号Up2输出一电流Icp2。电流Icp2流经一回馈电容370后 输出一控制电压Vcon2回馈至参考电导310以控制参考电导310的电导值。 其中，本发明的调谐电路300所采用之参考信号如下：
VP＝Vref+0.5.VB               式(3)
VN＝Vref-0.5.VB               式(4)
VPO＝Vref+0.5.K.VB            式(5)
VNO＝Vref-0.5.K.VB            式(6)
其中，Vref即输入参考电导310的共模电压，VB是一由设计者预先定义 的电压值且最终将不影响运算结果；而K则是一由设计者预先定义的常数， 为一自由设计之参数。由式(3)至式(6)可得以下关系式：
VP-VN＝VB                     式(7)
VPO-VNO＝K.VB            式(8)
请参阅图4。图4所示为用以产生本发明的调谐电路300所使用的时钟信 号clk3的时钟产生电路400的示意图。时钟产生电路400包含有三个除二单 元410、420与430，以及一与门(AND gate)440。时钟信号clk3是由将一时 钟信号CK4经由两次除以2而得，所以时钟信号clk3的占空比(duty cycle) 必定是50％，而与原时钟信号CK4的占空比无关，且时钟信号CK90也必定 是与时钟信号clk3相差90度。
请同时参考图3与图4。在时钟信号clk3为低电位的半周期间，参考电 导310的输入端被重设(reset)至参考电压Vref，输出端则重设至参考电压 VNO与VPO，即差动输出被重设至-K.VB。因此比较器340的输出为低电位， 电荷泵360于DN端没有接收到任何脉冲。而当时钟信号clk3为高电位的另 半周期时，参考电导310的输入端耦合至参考电压VP与VN，即差动输入为 VB。此时参考电导310开始以(VB.gm/cl)的速度对参考电容320积分，直到 弥补了原本的-K.VB之后，比较器340的输出转态成高电位，输出信号Dn2 传送脉冲到电荷泵360，使的输出电流对回馈电容370放电。设这段参考电导 310对参考电容320积分，直到比较器340的输出转态成高电位的时间长度为 T，则：
VB.gm/cl.T＝K.VB         式(9)
由式(9)可得：
gm/cl.T＝K               式(10)
VB被消去，如前述般不影响结果。
在图3中，电荷泵360所输出的电流对回馈电容370充放电而得到一电 压Vcon2，电压Vcon2再回授至参考电导310去调整其电导值的大小，间接改 变积分的时间T直到调谐电路300进入稳态。当电荷泵360所接收到的信号 Dn2与Up2脉冲长度一样时，就进入稳态而不再对回馈电容370充放电。如 图4所示，本发明的调谐电路300可采用时钟产生电路400来产生参考信号 Up2；而根据图4的电路，参考信号Up2之周期长度与时钟信号clk3的周期 长度相同，而其脉冲长度则为周期的1/4。因此，当调谐电路300进入稳态时， 比较器340的输出信号Dn2的脉冲长度也应是时钟信号clk3的1/4周期长。 由此，则可预设：
T＝0.5.Tclk3-0.25.Tclk3＝0.25.Tclk3    式(11)
其中，Tclk3代表时钟信号clk3的周期长度。
在式(10)中，gm、cl与T都已决定后，剩下的常数K就可决定了； 即K可随复制的参考电导与参考电容的大小，以及可取得的时钟信号clk3的 速度来决定。K值只要不要过大到会使参考电导310的输出饱和即可，这赋 与了设计者在选取参考电导的电导值gm、参考电容的电容值cl，以及时钟信 号clk3的速度上很大的自由空间。
请参阅图5。图5所示是本发明的电导电容时间常数的调谐电路的第二实 施例500的示意图。本发明的调谐电路的第二实施例500之前半部架构与图3 所示的第一实施例300相同，只是第二实施例500另包含了一相位检测器 (phase detector)550。如图5所示，参考电导510的输入端电连至开关502、 504、506与508，根据时钟信号clk3轮流耦合于参考电压Vref及参考电压VN 与VP；参考电导510并以其输出端电连至参考电容520，形成一时变电压信 号Vs3(t)。比较器540的输入端另耦合至开关532与534，根据时钟信号clk3 电连至参考电压VPO与VNO。在本发明的调谐电路的第二实施例500中，比 较器540的输出端不直接耦合至电荷泵560，而先电连至相位检测器550。相 位检测器550根据比较器540的输出信号Dn2以及一时钟信号CK90的相位， 输出其比较结果至电荷泵560。电荷泵560再根据相位检测器550的输出信号 输出一电流Icp3。电流Icp3流经一回馈电容570后输出一控制电压Vcon3回 馈至参考电导510以控制参考电导510的电导值。其中，参考信号Vref、VN、 VP、VPO、VNO以及clk3的定义及关系与图3中的对应参考信号相同，以及 时钟信号CK90则与时钟信号clk3相差90度。
图3所示的调谐电路300与图5所示的调谐电路500为本发明的调谐电导 电容时间常数的电路之不同实施例。相较于现有技术技术，本发明的二实施 例的电路皆只采用单一比较器，节省了调谐电路的面积与所耗费的功率。然 而本发明的此二实施例之间亦略有不同之处，简言之即在图3所示的调谐电 路300中，电荷泵360是根据比较器340的输出信号的电平以对回馈电容370 充放电；而在图5所示的调谐电路500中，电荷泵560对回馈电容570的充放 电则与比较器540的输出信号的上升沿位置有关。而当本发明的调谐电路的 实施例300搭配图4所示的时钟产生电路400时，因时钟产生电路400系以时 钟信号CK90和时钟信号clk3与运算(AND)而得信号Up2，可使得本发明 的调谐电路的第一实施例300避去比较器340信号延迟的问题。因为稳态时 信号Up2与Dn2的脉冲长度皆为时钟信号clk3的1/4周期长度(0.25.Tclk3)， 就算比较器340有信号延迟效应也只是使信号Dn2的脉冲出现时间固定比信 号Up2的脉冲出现时间晚一点，不会影响该有的脉冲长度。然而为本发明的 调谐电路的第二实施例500来说，因所采用的三态(tri-state)相位检测器只 看比较器540的输出信号的上升沿，则稳态时参考电导510会有一定的位移 量来补偿比较器540之延迟效应所造成的信号Dn3的脉冲缩短；因此当调谐 电路500进入稳态时，控制电压Vcon3的波动将较调谐电路300进入稳态时 的控制电压Vcon2来得大。也就是说，相对于采用相位检测器的电导电容常 数调谐电路，例如本发明的调谐电路的第二实施例500以及现有技术的调谐 电路，本发明的调谐电路的第一实施例300因直接将电荷泵360耦合至比较 器340而能使电荷泵360的输出电流更稳定。因为当调谐电路300进入稳态 时，信号Up2与Dn2的脉冲长度相当，使得对回馈电容370充放电的电流Icp2 是对称的，即不会对回馈电容370进行充放电；因此Vcon2不会有周期性的 扰动。另外，调谐电路300进入稳态后电荷泵360还是固定接收到脉冲信号， 也可避掉电荷泵死区(dead zone)的问题。
综上所述，本发明提出了一用来自动调谐电导电容滤波器的电导电容时 间常数的调谐电路。本发明所提出的电导电容时间常数的调谐电路不需如现 有技术般以锁相回路的技术复制一个从属滤波器(slave filter)，而本发明的调 谐电路所采用的参考电导与参考电容可仅复制所欲调谐其电导电容时间常数 的滤波器中最小的一个电导单元以及电容单元，并且回授处理电路结构相对 简单，节省了许多电路面积与所消耗的功率。另外，本发明所提出的电导电 容时间常数的调谐电路可在整体电路操作的过程中，持续而动态地根据芯片 上电导电容时间常数的偏移来调整电导的控制电压以校正电导电容时间常 数，避免滤波器的电导电容时间常数受操作环境中之气压、电压与温度影响 而变化。当然，在前文所举的实施例中，参考电导系根据所接收的控制电压 来调整其电导值；而本发明的调谐电路也可采用根据所接收的控制电流来调 整其电导值的电导，则调谐电路中可另包含耦合于该回馈电容以及该参考电 导之一电压电流转换器，用来将该回馈电容所产生的控制电压转换成为一控 制电流以调整参考电导的电导值，进而耦合至滤波器的电导，调整滤波器的 电导电容时间常数。此外，根据本发明之设计，调谐电路中所采用之参考信 号皆能被化简而不影响调谐过程与结果，更进一步地避免了制程变异与偏移 所造成的误差。
以上所述仅为本发明的优选实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变 化与修饰，皆应属本发明之涵盖范围。