一种用于无接触生命信号传感器的中频预处理电路 |
|||||||
| 申请号 | CN202310591235.1 | 申请日 | 2023-05-24 | 公开(公告)号 | CN116633292A | 公开(公告)日 | 2023-08-22 |
| 申请人 | 南京信息工程大学; | 发明人 | 陈振华; 欧阳剑峰; 周国栋; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种用于无 接触 生命 信号 传感器 的中频预处理 电路 ，所述中频预处理电路接收射频电路的信号经处理后传输到信号采集与控制处理器；中频预处理电路包括低噪声放大电路、 频率 增益补偿电路和自动电平控制电路，低噪声放大电路接收射频电路的信号输入，将信号中的中频信号放大后输入频率增益补偿电路，频率增益补偿电路根据中频信号的频率分布情况，对不同的频率成分赋予不同的增益，自动电平控制电路稳定 输出信号 的幅度。本发明所提出的中频预处理电路，作为传感器的一部分，通过程控的频率增益自适应补偿，可根据实际应用场景对多目标输出信号进行实时的均衡性调整，从而在不需 修改 硬件 的情况下，提高传感器的检测性能以及多场景适应性。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用于无接触生命信号传感器的中频预处理电路，其特征在于，所述中频预处理电路(8)接收射频电路(10)的信号经处理后传输到信号采集与控制处理器(9)，所述中频预处理电路(8)包括低噪声放大电路(8‑1)、频率增益补偿电路(8‑2)和自动电平控制电路(8‑ |
||||||
| 说明书全文 | 一种用于无接触生命信号传感器的中频预处理电路技术领域[0001] 本发明属于生命体征信号传感器技术领域，尤其涉及一种用于无接触生命信号传感器的中频预处理电路。 背景技术[0002] 在现代医疗及健康监测领域，对于心率、呼吸、脉搏的检测一直是最基础的应用。随着经济社会的发展以及对健康状况的关注，针对人体血氧、血液流速、肢体运动、眼球转动、面部变化等生理信号特征的检测需求逐渐兴起。传统的接触式传感器(头戴式听诊器、粘贴式电极、腕带式智能手表等)存在应用场景受限、需要被检测对象配合、可检测特征有限等约束因素。近年来，基于电磁波效应的非接触式生命信号传感器因为具有布置方便、使用场景多样、可检测特征多等特点，引起业界的关注。 [0003] 为了提高传感器集成度以实现小型化，目前大多数基于电磁效应的无接触生命信号传感器在硬件电路的实现上，都是使用成熟的商用Si、SiGe或CMOS雷达传感器芯片实现。此类芯片在内部直接集成了上下变频、放大，甚至频率源电路。作为芯片使用者，在应用层面只需要在芯片外围配置相应的时钟、控制处理、电源管理、环路滤波以及中频预处理电路，即可完成信号的发射、接收、采集、处理等功能，无需也无法对射频芯片内部功能进行干涉。在这种情况下，传感器的整体性能主要受如下几个因素的影响：(1)传感器整体方案的设计。这通常与使用需求，以及特定的信号处理算法的性能相关；(2)传感器天线的性能。目前某些传感器芯片已经集成了片上天线，进一步提高了传感器的集成度；(3)中频预处理电路的性能。中频预处理电路位于射频集成芯片的中频输出端以及数模转换器ADC之间，其性能直接决定了ADC所采集得到的数字信号的质量，也直接影响着信号处理的结果，最终影响整个传感器对生命体征信号的精确提取。 [0004] 目前针对无接触生命信号传感器的研究及专利主张，主要集中于信号处理算法方面。究其原因，正如前面所述，设计者通常基于射频集成芯片及通用解决方案进行传感器应用系统的设计，对硬件层面的技术挖掘较少，因而更多地在软件算法方面进行性能提升。如今无接触生命信号传感器的一个重要发展方向，就是所谓的“高检测通量”。也就是说希望传感器能够在尽可能短地时间内，一次检测尽可能多的对象，以提高检测效率。但在实际应用时，传感器的有效检测范围在距离上通常是一个区间，只有被检测对象处于这一距离区间内时，输出信号才能保持足够的强度以及信噪比，从而保证测量结果的精度以及有效性。而且常规地传感器通常希望检测场景单一、无干扰，也就是说在检测区间内，最好只有一个被检测对象，如果存在多个处于不同距离的待检测对象，或者存在其他非检测对象构成的干扰，则可能会影响检测精度。从理论角度而言，这是因为处于不同距离的检测对象，其回波强度存在较大区别，距离较近者比距离较远者具有更强的目标回波强度。从调频连续波信号处理角度而言，当检测场景内，存在多个待检测对象甚至强散射干扰源时，虽然可以通过距离门实现不同待检测对象的区分，但传感器接收机的增益通常由具有最大输入功率的信号频率决定，也就是说，由距离最近的被检测对象决定，或者由强散射干扰源决定。在此情况下，传感器的射频接收机会因为输入信号较强，而自适应降低接收机的增益以避免接收链路饱和。而接收链路增益的降低，必然影响较远距离处待检测对象的回波信号的放大，进而削弱其检测精度。这对于无接触生命信号的高通量检测是极为不利的。因此，如何解决这一问题成为本领域的热门。 发明内容[0005] 发明目的：本发明的目的在于提供一种用于无接触生命信号传感器的中频预处理电路，在不改动射频单元的基础上，提出一种中频自适应预处理电路，实现大距离范围、多目标对象回波的均衡输出，从而保证后级ADC的高质量采集以及最终的检测精度。同时，通过中频电路的自适应控制特性，可以使得生命信号传感器在不同场景下具有一定的通用性，避免当应用场景切换时，需要对传感器的硬件电路进行设计修改。 [0006] 技术方案：本发明的一种用于无接触生命信号传感器的中频预处理电路，所述中频预处理电路接收射频电路的信号经处理后传输到信号采集与控制处理器；所述中频预处理电路包括低噪声放大电路、频率增益补偿电路和自动电平控制电路，所述低噪声放大电路接收射频电路的信号输入，将信号中的中频信号放大后输入频率增益补偿电路，频率增益补偿电路根据中频信号的频率分布情况，对不同的频率成分赋予不同的增益，将增益后的输出信号输入自动电平控制电路，自动电平控制电路稳定输出信号的幅度。 [0007] 低噪声放大电路需要对传感器接收机的混频输出的中频小信号进行初步放大，以待下一步处理。通常为差分输入、单端输出形式；频率增益补偿电路是本发明的核心部分，能够在程序控制下根据中频信号的频率分布情况，对不同的频率成分赋予不同的增益；自动电平控制电路的作用是将输出信号幅度稳定到一定范围内，以匹配后级的ADC采样。下面对这三部分电路的技术方案分别进行描述。 [0008] 进一步的，所述低噪声放大电路包括输入电阻、反馈电阻和低噪声运算放大器；所述输入电阻的输入端连接收射频电路，输出端分别连接反馈电阻的输入端和低噪声运算放大器的输入端，反馈电阻的输出端与低噪声运算放大器的输出端连接。 [0009] 进一步的，所述频率增益补偿电路包括固定电容C1、可调电容C2、可调电容C3、数字电位器R1、数字电位器R2和运算放大器；所述固定电容C1的输入端连接低噪声放大电路的输出端，固定电容C1的输出端连接可调电容C3的输入端，可调电容C3的输出端分别连接运算放大器的输入端和数字电位器R1的输入端，数字电位器R1的输出端连接可调电容C2的输入端，可调电容C2的输出端连接数字电位器R2的输入端。 [0010] 频率增益补偿电路是本发明的核心，也是构成中频预处理电路的主要部分，是为了消除在同一次测量时，不同距离的目标由于路径衰减导致的回波信号功率相差大的问题。 [0011] 进一步的，所述频率增益补偿电路还包括数模转换器；所述数模转换器输出端与可调电容C2、可调电容C3连接，输入端与信号采集与控制处理器连接。 [0012] 进一步的，所述自动电平控制电路包括可变增益放大器、检波电路和积分电路； [0013] 自动电平控制电路的作用是对于不同输入幅度的信号，都能输出一个幅度基本固定的信号，以便后级ADC进行稳定采样。通常采用检波电路和可变增益放大器来实现，可变增益放大器的放大倍数可由控制电压Vagc控制，放大倍数随Vagc增大而减小；检波电路的输出电平与可变增益放大器的输出电压和设定的外部参考电压的差值成正比，经过积分电路转换为控制电压Vagc。当输入增大时，信号通过可变增益放大器当前的增益输出的电压大于设置的参考电压，检波电路输出的差值经过积分电路，使输出的Vagc也增大，增益减小，所以可变增益放大器的输出电压减小，直到与参考电压趋于相等，反之同理。 [0014] 进一步的，所述射频电路包括频率源、正交下混频器一、正交下混频器二、发射天线、接收天线、接收低噪放、90°移相器；所述频率源的一路输出与发射天线连接，另一路作为本振信号分别连接正交下混频器一、90°移相器的输入端，接收天线连接接收低噪放的输入端，接收低噪放的输出分别连接正交下混频器一、正交下混频器二的输入端，90°移相器连接到正交下混频器二的输入端，正交下混频器一、正交下混频器二的输出端连接中频预处理电路的输入。 [0015] 本发明还公开一种用于无接触生命信号传感器的中频预处理电路工作频率范围和增益调整方法，包括如下步骤： [0016] 步骤1：根据测量场景确定电路所需增益K和最大中频频率fc； [0017] 步骤2：根据固定电容C1的值和电路所需的增益K，计算可调电容C2的值； [0018] 步骤3：令C3＝mC2,，R2＝nR1，根据公式 确定m、n的值； [0019] 步骤4：确定可调电容C3、C2的值，然后根据最大中频频率fc和公式计算数字电位器R1、R2的值； [0020] 步骤5：编写程序以修改信号采集与控制处理器到数字电位器和数模转换器的控制字，改变可调电容C2、C3和数字电位器R1、R2的值； [0021] 步骤6：最大中频频率fc和增益K的计算方法为： [0022] [0023] 根据雷达方程: 目标的回波信号功率Pr和目标距离R的四次方成反比，假设回波信号为正弦电压信号，即回波信号的功率与其振幅的二次方成正比，则回波信号的振幅与目标距离的平方成反比，而在零中频架构的接收机中，混频输出的中频信号的幅度正比于回波信号的幅度，中频信号的频率和目标距离成正比，即中频信号的幅度和其频率的二次方成反比，回波中频信号功率随频率迅速衰减，每十倍频程衰减100倍，这就要求接收机前置放大器具有很大的动态范围。所以为了消除距离引起的中频信号幅度衰减，避免远距离目标的弱信号被近距离目标的强信号遮挡，频率增益补偿电路能够在指定的工作频率范围对中频信号进行频率增益补偿，使其幅度能够随频率的增大而增大来补偿衰减，同时能够使信号获得一定增益。 [0024] 电路的工作频率范围为0～fc，最大中频频率fc由C2、C3、R1、R2共同决定，电路增益K由电容C1、C2的值决定。其中C2、C3为可调电容，其容值由外部对其施加的控制电压线性控制，R1、R2为数字电位器，一般采用I2C或SPI接口，由外部控制字控制其电阻值。利用信号采集与控制处理器编程驱动数模转换器输出控制电压，就可以调整C2、C3的电容值；用信号采集与控制处理器向R1、R2写入控制字来调整其阻值，进而动态调整电路的工作频率范围和增益，当生命信号传感器应用于不同的使用场景，而需要调整电路特性时，可以通过软件而不是定制硬件就能进行修改。 [0025] 有益效果：与现有技术相比，本发明具有如下显著优点： [0026] (1)本发明所提出的中频预处理电路，作为传感器的一部分，通过程控的频率增益自适应补偿，可以根据实际应用场景对多目标输出信号进行实时的均衡性调整。经过实验测试验证，利用所提出的中频预处理电路，可以将多目标输出信号的差异由36.4％降低到14.3％以内。从而在不需修改硬件的情况下，提高传感器的检测性能以及多场景适应性。 [0027] (2)本发明在不改动射频单元的基础上，提出一种中频自适应预处理电路，实现大距离范围、多目标对象回波的均衡输出，从而保证后级ADC的高质量采集以及最终的检测精度。同时，通过中频电路的自适应控制特性，可以使得生命信号传感器在不同场景下具有一定的通用性，避免当应用场景切换时，需要对传感器的硬件电路进行设计修改。附图说明 [0028] 图1是本发明提供的常规雷达传感器结构示意图； [0029] 图2是本发明提供的中频电路结构示意图； [0030] 图3是本发明提供的低噪声放大电路结构示意图； [0031] 图4是本发明提供的频率增益补偿电路结构示意图； [0032] 图5是本发明提供的自动电平控制电路结构示意图； [0033] 图6是本发明提供的实例的低噪声放大电路原理图； [0034] 图7是本发明提供的实例的自动电平控制电路原理图。 [0035] 图8是本发明提供的实例的测试实验结果。 具体实施方式[0036] 下面结合附图对本发明的技术方案作进一步说明。 [0037] 如图1所示，本发明的用于无接触生命信号传感器的中频预处理电路，包括频率源1、正交下混频器2和6、发射天线3、接收天线4、接收低噪放5、90°移相器7、中频预处理电路 8，以及信号采集与控制处理器9。射频电路10通常采用商用集成芯片，甚至天线也是片上集成的，也就是1～7在同一个芯片上实现。 [0038] 本发明所提出的中频预处理电路主要包括中频低噪声放大电路8‑1、频率增益补偿电路8‑2和自动电平控制电路8‑3，各部分电路之间直接耦合，如图2所示。其中低噪声放大电路8‑1需要对传感器接收机的混频输出的中频小信号进行初步放大，以待下一步处理。通常为差分输入、单端输出形式；频率增益补偿电路8‑2是本发明的核心部分，能够在程序控制下根据中频信号的频率分布情况，对不同的频率成分赋予不同的增益；自动电平控制电路8‑3的作用是将输出信号幅度稳定到一定范围内，以匹配后级的ADC采样。下面对这三部分电路的技术方案分别进行描述。 [0039] (1)低噪声放大电路 [0040] 目前绝大多数传感器所用的射频集成芯片的中频输出通常采用I、Q两路，每路差分输出的方式。且因为射频集成芯片的接收增益有限，导致芯片的中频功率较小，所以需要在芯片外对差分输出的中频信号进行合路，同时进行初步的放大处理。为尽可能降低噪声，该部分电路采用低噪声运放设计差分放大电路。基本拓扑结构如图3所示，8‑1‑3为低噪声运算放大器，电路增益由反馈电阻8‑1‑2和输入电阻8‑1‑1的比值决定。 [0041] (2)频率增益补偿电路 [0042] 频率增益补偿电路是本发明的核心，也是构成中频预处理电路的主要部分，是为了消除在同一次测量时，不同距离的目标由于路径衰减导致的回波信号功率相差大的问题。 [0043] 电路拓扑结构如图4所示，由运算放大器8‑2‑6、固定电容C1(8‑2‑3)、可调电容C2(8‑2‑2)、C3(8‑2‑4)，和数字电位器R1(8‑2‑7)、R2(8‑2‑5)组成，此外还包括数模转换器8‑2‑1以及信号采集与控制处理器9。 [0044] 根据雷达方程: 目标的回波信号功率Pr和目标距离R的四次方成反比，假设回波信号为正弦电压信号，即回波信号的功率与其振幅的二次方成正比，则回波信号的振幅与目标距离的平方成反比，而在零中频架构的接收机中，混频输出的中频信号的幅度正比于回波信号的幅度，中频信号的频率和目标距离成正比，即中频信号的幅度和其频率的二次方成反比，回波中频信号功率随频率迅速衰减，每十倍频程衰减100倍，这就要求接收机前置放大器具有很大的动态范围。所以为了消除距离引起的中频信号幅度衰减，避免远距离目标的弱信号被近距离目标的强信号遮挡，频率增益补偿电路能够在指定的工作频率范围对中频信号进行频率增益补偿，使其幅度能够随频率的增大而增大来补偿衰减，同时能够使信号获得一定增益。 [0045] 电路的工作频率范围为0～fc，最大中频频率fc由C2、C3、R1、R2共同决定，电路增益K由电容C1、C2的值决定。其中C2、C3为可调电容，其容值由外部对其施加的控制电压线性控制，R1、R2为数字电位器，一般采用I2C或SPI接口，由外部控制字控制其电阻值。利用信号采集与控制处理器编程驱动数模转换器输出控制电压，就可以调整C2、C3的电容值；用信号采集与控制处理器向R1、R2写入控制字来调整其阻值，进而动态调整电路的工作频率范围和增益，当生命信号传感器应用于不同的使用场景，而需要调整电路特性时，可以通过软件而不是定制硬件就能进行修改。具体调整步骤如下： [0046] 步骤1：根据测量场景确定电路所需增益K和最大中频频率fc； [0047] 步骤2：根据固定电容C1的值和电路所需的增益K，计算可调电容C2的值； [0048] 步骤3：令C3＝mC2,，R2＝nR1，根据公式 确定m、n的值； [0049] 步骤4：确定可调电容C3、C2的值，然后根据最大中频频率fc和公式计算数字电位器R1、R2的值； [0050] 步骤5：编写程序以修改信号采集与控制处理器到数字电位器和数模转换器的控制字，改变可调电容C2、C3和数字电位器R1、R2的值； [0051] 步骤6：最大中频频率fc和增益K的计算方法为： [0052] [0053] 通过内置程序调节电容值和电阻值大小，可以在不修改电路硬件的情况下动态调整频率增益补偿电路的增益大小和工作频率范围，最大程度地补偿由距离引起的中频信号幅度衰减，同时由于工作频率范围可以根据不同的应用场景动态可调，能够减少被检测者所处距离范围之外的物体干扰，提高测量精度。 [0054] (3)自动电平控制电路 [0055] 自动电平控制电路的作用是对于不同输入幅度的信号，都能输出一个幅度基本固定的信号，以便后级ADC进行稳定采样。通常采用检波电路和可变增益放大器来实现，电路结构示意图如图5所示，可变增益放大器8‑3‑1的放大倍数可由控制电压Vagc控制，放大倍数随Vagc增大而减小；检波电路8‑3‑2的输出电平与可变增益放大器的输出电压和设定的外部参考电压的差值成正比，经过积分电路8‑3‑3转换为控制电压Vagc。当输入增大时，信号通过可变增益放大器当前的增益输出的电压大于设置的参考电压，检波电路输出的差值经过积分电路，使输出的Vagc也增大，增益减小，所以可变增益放大器的输出电压减小，直到与参考电压趋于相等，反之同理。 [0056] 实施例 [0057] 本实施例提供一个无接触生命信号传感器，包括工作在F波段的调频连续波雷达前端及中频预处理电路； [0058] 其中，雷达前端包括雷达芯片和锁相环芯片，发射调频连续波，由锁相环芯片进行调制。雷达芯片上集成VCO、片上天线、混频器，输出为I、Q两路正交的中频信号，以差分形式输出。发射波形起始频率为120GHz，带宽5GHz，调制波形为连续锯齿波。 [0059] 调频连续波雷达中频频率与目标距离的关系为： 其中fb为中频频率，B为扫频带宽，T为扫频周期，d为目标距离，c为光速。本实例中的雷达扫频带宽为5GHz，扫频周期为500us，传感器工作范围设置在0～10m，所以中频频率范围为0～667kHz。 [0060] 中频预处理电路包括低噪声放大电路、频率增益补偿电路和自动电平控制电路三部分，其中低噪声放大电路原理图如图6所示，R1、R4为输入电阻，R2、R3为反馈电阻，放大倍数 C1、C2为隔直电容，滤除中频输出的小直流分量，VREF是VCC/2的直流偏置，将信号抬高到VCC/2附近，在单电源供电时使得信号不会失真。在本实例中，放大倍数为20倍。本实例中的频率增益补偿电路根据上述指标，设置fc＝700kHz，K＝10dB，R1、R2选择TI 2 公司的256位、IC接口的100k欧姆数字电位器，C1、C2、C3为村田公司的可调电容，调制电压范围0～3V，C2电容范围16.5～33pF，C1、C3电容范围45～90pF，可由三路数模转换器调制。 根据上述调整步骤和设计指标，调整电阻值：R1＝22.66k(控制字0x3Ah)，R2＝2.73k(控制字0x07h)，调整电容值C1＝45pF，C2＝16.5pF，C3＝68pF。 [0061] 本实例中自动电平控制电路如图7所示，使用的是ADI公司的AD603可变增益放大器芯片，增益由VPOS和VNEG控制，如图所示，VNEG为固定电平，所以增益控制电压Vagc实际只通过VPOS引脚来调节增益大小。Q2和R7构成半波检波器，进入电容CAV的电流是Q2的集电极电流(在300K，27℃时为300μA)与Q1的集电极电流之间的差值，该差值随输出信号的振幅增加而增加。增益控制电压Vagc是该误差电流的时间积分。要使Vagc，等同于可变增益放大器的增益，对输出信号中的短期幅度突变保持稳定，Q1中的整流电流必须平均精确地和Q2中平衡。所以当可变增益放大器的输出太小而不能达到平衡时，Vagc会增加，导致增益增加，直到Q2充分导通，使增益稳定。反之输入增大时也是同理。 [0062] 本实例根据本发明的技术方案制作的实验件对本发明的效果进行了测试实验，实验结果如图8所示。图8展示了对相同的测试目标，未使用本发明提供的中频电路和使用本发明的中频电路的回波强度大小差异，用不同目标的幅值与其总体均值之间的差值与总体均值的比值来表征，回波强度大小差异由36.4％降低到14.3％。 |
||||||
QQ群二维码
意见反馈
意见反馈