极化调制(PM)是一种数据处理方法，它可以使数据传输更加有效(例 如，通过极化发射机)。在实现效率方面，与其它现有技术相比，PM有几种 优势。PM使在极化发射机末级使用幅度调制数据信号成为可能，使当发送功 率电平减少时迅速减少电流消耗(drain)成为可能。例如在下文中的手持设 备中，这具有清除对话时间(talk-time)的好处。
在极化发射机中，要发送的数据被分成幅度(a)信号和相位(p)信号。 将数据分离后，相位信号(p)被送到相位调制器，幅度信号(a)被送到幅 度调制器(AM)。相对于模拟PM，数字PM具有处理高级数字内容的优势。
把数字幅度调制器(AM)应用到极化调制方案中的例子是射频数字模拟 转换器(RFDAC)。如下所述，RFDAC可以被用来对输入的同相/四分之一相 (IQ)基带信号进行调制。在将IQ基带信号送到RFDAC之前，首先要将它 分成相位(ap)和幅度(am)分量。随后对幅度分量(am)进行量化，并送到 RFDAC，RFDAC的RF输入分别由相位分量(ap)进行调制。然而，RFDAC 具有一定的输出接收频带噪声的要求。源自幅度分量(a)的量化噪声是一种 潜在的噪声源，这个噪声源必须被解决。
图1显示了一个极化发射机100，它包括RFDAC电路110和数字信号处 理器电路120。RFDAC电路110受数字幅度信号(am)的控制，并且由数字 信号处理器电路120产生的相位调制射频载波信号(ap)进行驱动。特定地， 首先将输入的IQ基带信号(a)送到数字信号处理器10，数字信号处理器10 将模拟IQ基带信号转换为数字信号(通过模数转换器(ADC)11)，然后再 将该信号转换为幅度(am)和相位(ap)分量(通过正交-极化转换器 (Rectangular to Polar Converter RPC)12)。特定的，ADC 11将输入模拟信号 (a)数字化，RPC 12将数字化的波形变换到极坐标中。RPC 12输出极坐标 中的数字化波形，例如该波形可以采取R，P(sin)和P(cos)的形式。在 这个例子中，R坐标代表数字化输入波形的幅度特性(am)。P(sin)和P(cos) 坐标代表数字化输入波形的相位特性(ap)。
然后，通过RFDAC电路110中不同的路径对幅度(am)和相位(ap)特 性进行发送。通过调制器13将数字化输入波形的幅度特性(am)调制成数字 脉冲，其中该数字脉冲包括量化成从最高有效位(MSB)到最低有效位(LSB) 的数字字(DW)，如位B0到BN。不同的实施例中，DW可以具有不同的长 度。通常，DW越长，输入模拟波形(a)的再现就越准确。
在图1所示的示例实施例中，信号处理器13将数字幅度信号(am)转换 成一个N位(例如，7位)的数字字。N位数字字的每一位与信号处理器13 的输出处的一条单独元件控制线am1-N(例如，am1-7)对应。元件控制线am1-N 中的每一条耦合到单独控制元件22(例如，开关晶体管22a-g)，单独控制元 件22馈送到另一个晶体管25(例如，25a-g)上，开关晶体管的导通或截止取 决于控制元件线上的特定位值。例如，如果与数字幅度信号(am)对应的DW 是“1110000”的话，那么前三个(3)晶体管(例如，25a-c)就偏置为ON状 态，后四个(4)晶体管(例如，25d-g)就偏置为OFF状态。采用这种方式， 可以有效地对输入模拟信号(a)的放大进行控制，具体解释见下文。
数字模拟转换器(DAC)18和合成器20将数字相位信号(ap)调制到一 个波形上。在示例实施例中，合成器20优选地由压控振荡器(VCO)组成。 合成器20提供一个输出波形，这个波形包含了输入波形(a)的相位信息。 这个输出波形具有恒定包络线(也就是说，它没有幅度变化，但是它具有原 始输入波形的相位特性)。进一步，在将输出波形提供给相应相位信号线ap1-7 上的多个晶体管25a-g之前，用放大器24对其进行放大。
晶体管25a-g的调节可以通过提供数字字(DW)到控制元件(例如，开 关晶体管22a-g)来实现。每个控制元件22a-g优选地包括作为电流源的晶体管。 控制元件22a-g的切换由从数字幅度信号(am)产生的DW的位来控制。例如， 如果DW的一个位(例如，线am1上的位)是逻辑“1”(例如，HIGH)，相 应的控制元件(例如，22a)切换到ON，因此电流从控制元件流到对应的晶 体管组件(例如，25a)。类似地，如果该DW的相同的位(例如，还是线am1 上的位)是逻辑“0”的话(例如，LOW)，相应的控制元件(例如，22a)切 换到OFF，因此电流就不能从控制元件流到对应的晶体管组件(例如，25a)。 然后，所有晶体管组件25a-g的电流在相对应的晶体管的输出26a-g处组合在一 起，作为输出信号线27的一个输出信号(b)。这样，通过控制DW的值，利 用数字幅度信号(am)可以精确地对数字相位信号(ap)的放大进行控制，因 此，可以在RFDAC电路110的输出端，将输入模拟信号(a)以放大的形式 进行再现。
在RFDAC中改善接收频带噪声性能的传统方法是引入射频(RF)滤波 器，可以在极化发射机的输出端(也就是，在RFDAC的下游位置)对接收 的频带进行适当的过滤。不可避免的，这样的滤波器将在发射波段有相当数 量的插入损失，因此，为了能在天线上维持所希望的总发射功率电平，从功 率放大器(例如，RFDAC)传送到RF滤波器的功率必须相应的增加。发射 功率电平的增加要求电流消耗的增加，因此使全局效率下降了。
从而，目前需要一种极化发射机(包括RFDAC)，随着效率的提高，它 具有良好的接收频带噪声性能。

因此通过一种电路来提供该解决方案，该电路包括：至少一个第一晶体 管和一个直接基极电流注入电路，其中该至少一个第一晶体管的基极端和信 号线相连接，用于将射频波形发送到基极端，直接基极电流注入电路用于直 接注入一个DC电流波形到所述晶体管的基极端。
还通过一种方法来提供该解决方案，该方法用于对至少一个晶体管进行 偏置，其中包括在至少一个晶体管的基极端提供一个射频信号，直接注入一 个DC电流波形到该至少一个晶体管的基极端。
还通过一种电路来提供该解决方案，该电路包括：一个和输入终端相连 接的数字处理电路，用来将一个模拟信号转换为至少两个数字信号，所述数 字信号中的至少一个由幅度信号组成，同时所述数字信号中的至少一个由相 位信号组成；一个转换器，用来将至少一个幅度信号转换为一个N位数字字； 以及一个数字模拟转换电路，将N位数字字施加于相位信号，所述数字模拟 转换电路至少由一个晶体管组成，其中直接注入一个DC电流波形到该至少 一个晶体管的基极端。
附图说明
图1显示了一个包括RFDAC电路的常规极化发射机。
图2(a)显示了一个常规偏置电路。
图2(b)显示了一个根据本发明的一个示例实施例的偏置电路。
图3显示了图2(a)所示的偏置电路的晶体管集电极电流随时间变化的 曲线。
图4显示了图2(b)所示的偏置电路的晶体管集电极电流随时间变化的 曲线。

在一个示例实施例中，本发明由一个装置组成，这个装置将基带滤波和 射频数字模拟转换器(RFDAC)相连接，来实现最佳接收频带噪声抑制。在 RFDAC的元件信号线(am1-7)上的幅度信号施加到RFDAC的晶体管组件(例 如，在图1中的晶体管25a-g)之前，对它们进行基带滤波，消除了在RFDAC 的输出部分设置的RF滤波器的需求。这样的基带滤波器可以低成本实现， 并且具有低的相关电流消耗。
建议将被滤波的基带控制信号的直接基极电流注入(DBCI)用到RFDAC 的晶体管(例如，晶体管25a-g)上。为了实现基带滤波的好处，接收波段频 率偏移在RF范围内，晶体管组件(例如，am1-7)的基带到RF的转移特性必 须尽可能地线性。线性转移特性确保了基带滤波可以较好地映射到RF范围 内。
为了作比较，图2(a)显示了一个常规偏置电路200，它可以用来控制 RFDAC的单独的晶体管组件(例如，图1所示的晶体管25a-g)的操作偏置点。 如果经过滤波的基带波形通过这样的偏置电路被提供到RFDAC的晶体管组 件(例如，25a-g)的基极，其中，在偏置电路中，参考电压信号Vref被提供 到偏置电路200的参考电压端201，基带到RF转换特性的线性受到如图3所 显示的约束(即，直到大约已经经过60纳秒(ns)，响应曲线才变为线性，60 纳秒只是一个大约的时间，它用来使所施加的参考斜坡电压(Vref)达到大约 2*Vbe的阈值，这样晶体管230中才会产生电流，这里Vbe是晶体管230的基 -射极电压)。为了克服此点，Vref需要有一个偏移来确保晶体管(例如，晶 体管230)更快地响应。最合适的偏移变化量依赖于RFDAC的瞬间工作条件。 然而，当参考斜坡电流直接加到晶体管(例如，晶体管230)的基极时，如 图4所示，基带到RF的转移特性更加线性。
偏置电路200中包括第一晶体管210、第二晶体管220和第三晶体管230， 第一晶体管210的基极和参考电压端Vref连接，第二晶体管220的集电极端 也和Vref连接，第三晶体管230的基极和输入射频信号相连接。在这个原理 图中，第三晶体管230代表RFDAC的每个晶体管组件(例如晶体管25a-g) (即，偏置电路200根据Vref的输入电平给RFDAC的每个晶体管25a-g提供 一个偏置信号)。
偏置电路200还包括第一输入电阻器202，它耦合在参考电压端201以 及第一、第二晶体管210，220之间。电压源207和第一晶体管210的集电极 相连接，用来给第二、第三晶体管220、230提供基极电流。一个输入电阻器 206和第三晶体管230的基极相连接，用来限制提供给基极的电流，这样就 提高了设计的热稳定性。
在常规的偏置方案中，在参考电压端201提供一个电压(Vref)用来产生 第二晶体管220集电极的参考电流Iref。特定的，Irer等于Vref减去与第一晶体 管210和第二晶体管220相关的基-射极电压降(Vbe210，Vbe220)再除以输入 电阻器202值。偏置电路200采用参考电流Iref在第三晶体管230的集电极上 被镜像的方式运行。这个镜像的集电极电流Ic大约等于K*Iref，其中，比例系 数K被定义为第三晶体管230的面积与第二晶体管220的面积的几何比率。 第一晶体管210典型地被称为“电流放大系数协助(Beta helper)”装置，该 晶体管包括在偏置电路200中，使得镜像的集电极电流Ic＝k*Iref的近似值更 加准确。
图3是显示响应于线性基带电压斜坡信号(Vref)的、以安培(A)计算 的、晶体管集电极电流(Ic)的时域响应的曲线图，其中，线性基带电压斜坡 信号(Vref)加在偏置电路200的参考电压端201。图3表示：与使用常规偏 置方案的偏置电路200有关的基带到RF的特性。
图3显示了仿真的RF集电极电流响应曲线“OFF”和“ON”，此时线性 电压斜坡信号(Vref)施加在前面所述的偏置电路200的参考电压端201。响 应曲线表示：响应于参考电压端201的电压斜坡信号的、第三晶体管230的 集电极电流(Ic)的RF分量。图3所示的两条响应曲线(例如，“OFF”和“ON”) 与不同的负载条件相对应，其中负载条件与RFDAC的其它晶体管组件有关。
对于图3所示的例子来说，OFF曲线对应于只有一个晶体管组件(例如， 图1中的晶体管25a)从OFF逐渐地变为ON(例如，数字字从“0000000” 到“0000100”)而所有其它组件(例如，25b-g)全都处于OFF状态时的基带 到RF特性。ON曲线对应于只有一个晶体管组件(例如，图1中的25a)从 OFF逐渐地变为ON(例如，数字字从“1111011”到“1111111”)而所有其 它组件(例如，25b-g)全都处于ON状态时的基带到RF特性。
如图3所示，直到加在参考电压端201的电压(Vref)足以使偏置电路200 的所有三个晶体管210-230都变为ON状态时，第三晶体管230中的RF集电 极电流才有响应。这个条件可以在参考电压端201的施加参考电压(Vref)达 到2*Vbe时得到满足，这里的Vbe是用到的特定晶体管(例如，晶体管210-230) 的基-射极导通电压。
当操作如上所述的偏置电路200(例如，使用参考电压Vref)时，期望的 RF集电极电流响应变为对来自于RFDAC的其它晶体管(组件)的负载效应 的变化敏感。尤其是，集电极电流开始响应的精确基带电压根据其他晶体管 (组件)的偏置情况发生变化。这意味着，给定晶体管(组件)的基带到RF 转移特性是RFDAC的其他晶体管状态的函数。而这又意味着基带到RF转移 特性在调制时随着时间变化。这样做的结果是，当按照这种方式来操作偏置 电路200时，不可能实现理想的接收频带噪声抑制。
电流可以直接注入第三晶体管230的基极，而不用在偏置电路200的参 考电压端201加载参考电压Vref的方式产生第三晶体管230的集电极电流Ic。 本申请的发明人称这里的偏置方法为直接基极电流注入(DBCI)。
图2(b)显示了一个使用DBCI的偏置电路300。偏置电路300中只有 一个输入电阻器306，通过它偏置电流被注入到晶体管的基极端(这是相对 于通过施加的参考电压Vrer产生电流而言的)。输入电阻器306和晶体管330 的基极相连接(这与上述的偏置电路200中的输入电阻器206相似)，用来提 高设计的热稳定性。与上述的常规偏置电路200一样，晶体管330代表RFDAC 中的每一晶体管组件(例如，晶体管25a-g)。注入电流可以通过电流源或者其 他等效的电流产生装置(没有在图中显示)来产生。
图4显示的是响应线性基带电压斜坡信号的、以安培(A)表示的、晶 体管集电极电流(Ic)的时域响应，其中，线性基带电压斜坡信号直接加在偏 置电路300的晶体管330的基极(而不是通过在偏置电路200的参考电压端 201加载参考电压Vref来产生第三晶体管230的集电极电流Ic)。图4表示与 通过直接基极电流注入(DBCI)的晶体管330的偏置相关的基带到RF的特 性。
把这个原理用到图1所示的RFDAC电路110，把被滤波的幅度(am)数 据波形(例如，在图1中元件线am1-7上的信号)施加到RFDAC的晶体管组 件(例如，图1中晶体管25a-g)的更好的方式是：将这些电流形式的波形直 接传送到每个晶体管(组件)(例如，晶体管25a-g)的基极，而不是采用象前 面根据图3所描述的常规参考电压(Vref)偏置。
假设晶体管组件(例如，图1中的晶体管25a-g)输出RF集电极电流(例 如，Ic)需要滤波，一种较好的准确控制这个波形的方式是通过相同晶体管器 件(例如，晶体管25a-g)的基极电流进行控制。从理论上来说，通过把滤波 后的数字幅度基带电流波形施加到一个晶体管组件(例如，晶体管25a-g中的 一个)的基极，DC集电极波形应该跟随所施加的滤波基带波形的变化而变化， 它们的变化关系符合特定晶体管组件的DC Beta参数。DC Beta参数可以被定 义为Ic/Ib，这里Ic是特定晶体管的DC集电极电流，Ib是加到该晶体管的DC 基极电流。
在RF驱动下，每个晶体管(组件)的集电极电流的DC和RF分量之间 的关系是一个复杂的函数关系。但是，对于关心的操作条件来说，DC和RF 分量之间的这种关系接近于线性。因此，通过对流入每个RFDAC晶体管组 件(例如，图1中的晶体管25a-g，图2(b)中的晶体管330)的基极的电流 (例如，Ib)进行滤波，相关的RF集电极电流波形(例如，Ic)可以用相似 的方式被有效地滤波。
图4显示了一个仿真的RF集电极电流响应曲线，其中一个线性基极电 流斜坡信号被直接注入到RFDAC的一个或多个晶体管组件(例如，25a-g)的 基极。又如前面所讨论的，两条曲线“OFF”和“ON”指出了响应负载效应 变化的RF电流的灵敏度，其中负载效应的变化是由RFDAC的其它组件处于 ON或OFF状态而引起的。
例如，在图4中的OFF曲线对应于当只有一个晶体管组件(例如，图1 中的晶体管25a)从OFF逐渐地变为ON(即，数字字从“0000000”到 “0000100”)，而所有其它组件(例如，25b-g)全都处于OFF状态时的基带到 RF的特性。图4中的ON曲线对应于当只有一个晶体管组件(例如，图1中 的25a)从OFF逐渐地变为ON(即，数字字从“1111011”到“1111111”)， 而所有其它组件(例如，25b-g)全都处于ON状态时的基带到RF的特性。
通过比较图3和图4中的响应，可以清楚地看出，对于基带到RF转移 特性，采用DBCI偏置电路300(即，图4)要优于采用使用参考电压模式方 法的常规偏置电路200，理由如下：
1、对于基于其它组件的给定负载条件来说，DBCI特性更线性；以及，
2、对于DBCI来说，不同负载效应的特性之间的变化(即，状态的敏感 性)更少。
对于把DBCI作为对RFDAC的控制方案使用，还有其它一些和性能不 相关的好处。例如，RFDAC晶体管(组件)偏置电路方面的需求不会再提高， 这将节省模布图的面积。另外，取消偏置电路意味着不直接注入组件基极的 相关电流消耗也被消除了，这将从根本上更有效地全面解决问题(在常规电 压模式操作的情况中)。