各种应用，包括很多形式的无线通信，采用射频(RF)发射。例如，可以利用包含待被传达的信息的基带信号调制RF载波。经调制的RF信号然后可以被放大和发射。在放大RF信号时应该在一定程度上加以小心以保证它不失真。如果RF发射是失真的，则接收器可能不能够正确地解调RF信号和还原初始基带信号。
为了避免失真，放大过程应该保持相对线性。实现这点的一种方式是使用高度补偿(backed-off)的放大器(即，在它的最大功率容量下操作良好的放大器)。通过补偿放大器，它可以以相对线性的方式操作。然而，当补偿远离它们的最大容量时，放大器通常非常低效地操作。
避免失真的另一种方式是使用反馈来校正经放大的RF信号中的非线性。数十年来，反馈原理特别是负反馈是已知的。高保真音频放大器通常使用大量负反馈来将音频的失真降至非常低的水平。大体上，直接负反馈(其中输出经由无源反馈网络而被回连到输入)还能够被应用于RF放大器。然而，需要非常高的系统增益来获得显著的线性化。在音频下获得高系统增益是比较容易的，但是在射频下没有那么容易。结果，直接负反馈的使用在RF功率放大器中已经受到限制，并且仅仅提供了轻微的结果。
作为对RF信号的直接负反馈的替代，RF信号可以被转换成基带(即，低频信号，类似于音频)，在基带处可以获得高增益。高度放大的基带信号然后可以被转换回RF并且被应用于RF放大器的输入。这个过程要求将信号从RF解调成基带并且然后将经放大的基带信号调制回RF。
在笛卡尔反馈系统中，解调过程产生“同相”和“正交”或者“IQ”信号。笛卡尔反馈系统对于操作条件例如温度是敏感的并且要求具有非常严格地控制的相位特征的IQ解调器和调制器。为了正确地控制相位特征，笛卡尔反馈要求难以实现和调节的复杂辅助控制系统。另外，采用笛卡尔反馈的系统通常是昂贵的和复杂的。结果，对于特定类型的RF应用例如双向无线电通信而言，笛卡尔反馈并不是理想的。
据此，需要用于RF信号的线性放大的、有效率的系统。另外，需要比较简单、廉价的线性RF放大系统。

利用一种用于RF信号的功率放大系统提供了解决方案。该系统包括被配置为基于反馈校正的控制信号调制RF信号的反馈控制调制器。该调制器进一步被配置为产生经调制的RF信号。该系统进一步包括与该调制器通信的功率放大器。该放大器被配置为放大经调制的RF信号并且产生放大的RF输出信号。该系统还包括与该功率放大器通信的幅度探测器。该幅度探测器被配置为探测放大的RF输出信号的幅度特征并且产生幅度反馈信号。该系统包括与该幅度探测器和该调制器通信的反馈网络。该反馈网络被配置为基于在幅度反馈信号和初始波形的幅度分量之间的差值而产生反馈校正的控制信号。
附图说明
现在将参考附图通过实例描述本发明。而且，在图中，相似的参考数字在所有的不同视图中标注相应的部件。
图1是根据本发明的一个方面示意使用极性反馈的RF信号的功率放大的系统的框图。
图2是根据本发明的另一个方面示意使用极性反馈的RF信号的功率放大并且包括调相器的系统的框图。
图3是根据本发明的另一个方面示意使用极性反馈的RF信号的功率放大并且包括调频器的系统的框图。
图4是根据本发明的另一个方面示意使用极性反馈的RF信号的功率放大并且包括用于三通道信令的IQ调制器的系统的框图。
图5是根据本发明的另一个方面示意在图4中示意的系统的一种变型的框图。
图6是根据本发明的另一个方面示意在图4中示意的系统的另一种变型的框图。
图7是根据本发明的另一个方面示意使用极性反馈的RF信号的功率放大并且包括单一调制器的系统的框图。
图8是根据本发明的另一个方面示意使用极性反馈的RF信号的功率放大并且包括直接数字合成的系统的框图。
图9是根据本发明的另一个方面示意使用极性反馈的RF信号的功率放大并且包括使用IQ解调器的幅度探测的系统的框图。
图10是根据本发明的另一个方面示意使用极性反馈的RF信号的功率放大并且包括使用IQ解调器的幅度和相位探测的系统的框图。
图11是根据本发明的另一个方面示意使用极性反馈的RF信号的功率放大并且包括使用IQ调制器的幅度和相位探测的系统的框图。
图12是根据本发明的另一个方面示意用于零点补偿解调器输出缓冲器的偏移调节的电路的框图。
图13是根据本发明的另一个方面示意用于零点补偿解调器输入缓冲器的偏移调节的电路的框图。

本发明的实施例包括用于RF信号的功率放大的系统，包括放大器、发射器等。在该申请中描述的实施例可以在大范围的应用中实施，诸如，例如，双向无线电、同时联播通信系统和移动电话。
图1是根据本发明的一个方面示意使用极性幅度反馈的、用于线性放大的系统100的框图。基于极性反馈网络的幅度通道提供极性幅度反馈。系统100调制并且放大RF信号102以产生输出信号104。调制是由调幅器110提供的，并且放大是由功率放大器112提供的。根据具体应用，调幅器110和功率放大器112可以采取任何适当的形式。例如，调制和放大功能可以被组合到单一装置中或者分布于很多装置中。另外，功率放大器112(或者多个功率放大器)在操作中不需要是线性的。系统100包括极性幅度反馈网络116以校正由功率放大器112引入的任何失真或者非线性。
幅度探测器114感测独立于任何相位分量的输出信号104的幅度分量。例如，幅度探测器114可以是信号包络探测器。幅度探测器114向极性幅度反馈网络116提供示意幅度分量的信号。极性幅度反馈网络116包括反馈控制116A。除了输出信号104的幅度分量，反馈控制116A还接收代表初始输入波形的幅度分量的信号106。基于这两个信号，反馈控制116A产生极性幅度反馈控制信号并且将这个信号提供给调幅器110。调幅器110使用极性幅度反馈控制信号来调节在经放大的输出信号104中的任何非线性。
在到达调幅器110之前，输入的RF信号102可能已经被部分地调制。例如，可能已经在之前使用来自初始波形的相位信息调制了输入的RF信号102。可替代地，可能已经在之前使用来自初始波形的相位和幅度这两种信息调制了输入的RF信号102。在下面更加详细地描述了这些可替代形式的实例。
图2是根据本发明的另一个方面示意使用极性幅度反馈的RF信号的功率放大的系统200的框图。如在图1中示意的系统100，图2的放大系统200包括调幅器210、功率放大器212、幅度探测器214，和极性幅度反馈网络216。系统200还包括数字信号处理器(DSP)220和调相器230。DSP 220经由调制源222以IQ格式提供初始波形。DSP还包括分别隔离初始IQ波形的极性相位和幅度分量的反正切和幅度功能块224，226。基于来自这些功能块的输出，DSP 220产生相位分量信号208和幅度分量信号206。
调相器230接收相位分量信号208并且基于相位分量信号208调制RF载波信号以产生部分调制的RF信号202。RF载波源240产生基本的(underlying)RF载波信号。在图2示意的系统中，部分调制的RF信号被调相，但是尚未被调幅。调幅器210基于从极性幅度反馈网络216接收的反馈控制信号对部分调制的RF信号调幅。所得到的完全调制的RF信号通过激励器218而被发送到功率放大器212以作为输出信号来放大。
如在图1所示的系统100中，系统200包括幅度探测器214，幅度探测器214感测独立于任何相位分量的输出信号104的幅度分量。幅度探测器214向极性幅度反馈网络216提供示意幅度分量的信号。极性幅度反馈网络216包括基于在输出信号的感测幅度分量和初始波形的幅度分量206之间的差值(差分，difference)而产生极性幅度反馈控制信号的差值分量。极性幅度反馈控制信号被高增益积分放大器216B放大并且被提供给调幅器210。调幅器210使用极性幅度反馈控制信号来调节在经放大的输出信号204中的任何非线性。
图2的放大系统200提供RF信号的简单的、有效率的线性放大。因为在这种配置中存在的高增益负反馈，系统将强制探测器输出实际上与所期望的调幅波形相同。极性幅度反馈的这种使用校正由调幅器210、激励器218或者功率放大器212引入的任何失真。这使得功率放大器212的有效率的操作能够更加接近饱和、而不存在通常在开环系统中由于放大器接近饱和地操作而引起的失真的风险。另外，极性幅度反馈网络216需要的构件是比较简单和廉价的。然而，对于特定应用，系统200的调相要求平衡(trade off)。模拟调相器通常被限制于+/-180度相移。很多应用要求大于+/-180度的相移。可替代的配置是使用调频器，如在图3中所示。
图3是根据本发明的另一个方面示意使用极性幅度反馈的RF信号的功率放大的系统300的框图。除了系统300包括调频器330之外，系统300类似于在图2中示意的系统200。另外，系统300的DSP 320包括隔离初始波形的调频分量的微分器功能块328。基于这个功能块的输出，DSP 320产生被传送到调频器330的频率分量信号308。调频器330基于频率分量信号308调制RF载波信号以产生部分调制的RF信号302。部分调制的RF信号302被传送到调幅器310以进行极性反馈控制的调幅和放大，如以上关于图2讨论的那样。
图3所示的系统300包括图2的系统200的所有优点，并且它不被限制于小于+/-180度的相移。然而，对于特定应用，系统300需要的频率处理和调制可能产生挑战。产生频率分量信号需要的微分功能块328通常使用有限微分来执行微分近似。这在幅度信号分量306和频率分量信号308之间导致时间延迟。这个时间延迟能够在输出信号304中引起失真。通过以非常高的采样率执行微分以减小时间延迟，信号退化能够得以减轻。然而，这个过程可能要求过度的处理器功率和/或速度。
作为对于以上讨论的调相器和调频器的替代，IQ调制器可以被用于执行初始RF调制。例如，图4是根据本发明的另一个方面示意使用极性幅度反馈的RF信号的功率放大的系统400的框图。除了系统400包括IQ调制器430以替代调相器/调频器，图4所示的系统400类似于图2和3的系统200、300。另外，系统400的DSP 420包括从反正切功能块424接收相位分量信号的余弦428A和正弦428B功能块。余弦428A和正弦428B功能块将相位分量信号分解成恒定-幅度同相408A和正交408B分量信号。这些恒定幅度IQ信号408A、408B被传送到IQ调制器430，IQ调制器430使用它们来调制RF载波信号。IQ调制器430产生被传送到调幅器410的部分调制的RF信号402。实际上，部分调制的RF信号402被调相，因为它并不包括来自初始波形的任何幅度信息。如上述系统那样，幅度信息经由调幅器410和极性幅度反馈控制网络416而被添加。极性幅度反馈网络416提供上述简单的、有效率的线性放大的相同优点。
图4所示的系统400使用三通道信令来避免上述调相和调频方案的限制。三个通道中的第一个是极性幅度。另两个通道是极性相位的同相和正交分量。这个三通道方法允许无限的相移并且避免了由于调频需要的微分功能引起的延迟。
图5和6示意图4所示系统400的一种变型。替代反正切、余弦和正弦功能块，图5所示的系统500的DSP 520包括归一化功能块528。归一化功能块528将初始波形的IQ信号除以极性幅度以隔离极性相位的同相508A和正交508B分量。这些信号508A、508B被提供给IQ调制器530，并且系统500的其余部分的操作正如图4所示的系统400。
图6的系统600是类似的，但是缺少归一化功能块528。在这个系统600中，初始波形的IQ信号被直接地提供给IQ调制器630。结果，IQ调制器630基于初始波形的幅度和相位这两者调制RF载波信号并且将所得经调制的RF信号602传送到调幅器610。这个系统600的一个优点在于，与图4和5所示的DSP 420、520相比，DSP 620被简化。与在调幅器610的输入处存在或者不存在幅度分量无关，极性幅度反馈网络616仍然强制系统输出实际上与所期望的极性幅度相同。系统600的其余部分的操作正如图4和5所示的系统400、500。
上述系统的另一替代形式是组合IQ和调幅器的功能块。例如，图7是根据本发明的另一个方面示意使用极性幅度反馈的RF信号的功率放大并且包括单一调制器710的系统700的框图。系统700包括被配置为组合恒定幅度IQ相位分量信号708A、708B与来自极性幅度反馈网络716的幅度反馈控制信号的一对模拟乘法器750A、750B。经组合的信号被传送到单一IQ调制器710以用于RF载波信号的调制。系统700的其余部分，包括功率放大器712、幅度探测器714和DSP 720，以类似于上述系统的方式操作。
图8所示的又一个可替代放大系统采用直接数字合成替代初始调相。DSP 828包括被配置为基于初始波形的IQ信号直接地合成经调制的RF信号802的直接数字合成功能块828。系统的其余部分，包括调幅器810、激励器818、功率放大器812、幅度探测器814和极性幅度反馈网络816，以类似于在上面关于图2-6所述的方式操作。
在所有的上述系统中，极性幅度反馈强制幅度探测器的输出实际上与所期望的幅度输出相同。如果幅度探测器自身是线性的，则探测器输入和输出将彼此成比例，这意味着系统输出与所期望的幅度输出实际上相同。然而，由幅度探测器引入的任何非线性将引起系统输出被以相等的并且相反的数量失真。结果，通常期望使用线性探测器。
非常线性的基于二极管的幅度探测器是可用的并且适用于由这里描述的系统使用。然而，通常，同步幅度探测器比典型的二极管探测器更加线性。IQ解调器(还被称作正交解调器)通常由两个同步探测器构成，一个同步探测器带有同相振荡器注入，并且另一个带有正交振荡器注入。这种解调器的I-通道将提供如在图9中所示的幅度探测。
图9是根据本发明的另一个方面示意使用极性幅度反馈的RF信号的功率放大并且包括使用IQ解调器914的幅度探测的系统900的框图。除了IQ解调器914，系统900还包括固定移相器960。固定移相器960被配置为从IQ调制器930接收调相的RF信号902并且同步化IQ调制器930和IQ解调器914的本地振荡器的相位。因为IQ解调器914的本地振荡器是在利用IQ调制器930的调相之后获得的，所以本地振荡器将跟踪经放大的RF输出信号904的相位。
IQ解调器914的I-通道输出与A＊cos(θ)成比例，其中A是解调器的输入的幅度，并且θ是参考它的本地振荡器的相位的解调器的输入的相位。因为上述相位跟踪，θ＝0，所以cos(θ)＝1。结果，I-通道输出与输入幅度A成比例。以此方式，解调器914的I-通道为极性幅度反馈网络916提供有效的幅度反馈信号。图9的系统900的其余部分，包括DSP 920、IQ调制器930、调幅器910、激励器918和功率放大器912，以类似于在上面参考图4所述的方式操作。
仅当不存在由激励器918和功率放大器912引入的相位失真时，IQ解调器914的I-通道才提供纯粹的幅度探测。如果这些构件中任一个引入相位失真，则θ≠0，并且IQ解调器914的I-通道将不纯粹地反映经放大的RF输出信号904的幅度分量。在另一方面，如果总相位失真是小的，则θ将保持是小的并且cos(θ)＝1。
为了保证θ＝0，图9的系统900可以被修改以包括全极性反馈，包括极性相位反馈。例如，图10是根据本发明的另一个方面示意使用全极性反馈的RF信号的功率放大并且包括使用IQ解调器1014的幅度和相位探测的系统1000的框图。IQ解调器1014的Q-通道输出与A＊sin(θ)成比例。只要θ＝0，这个输出便等于零。然而，对于小的角度，sin(θ)≈θ，所以对于小的角度，Q-通道输出与θ成比例。结果，Q-通道输出有效地用作相位探测器，代表相对于本地振荡器信号相位的经放大的RF输出信号1004的相位。这使得Q-通道输出能够用作极性相位反馈信号。
在利用积分放大器1016C放大之后，由Q-通道输出提供的极性相位反馈信号被用于控制电压控制的移相器1016D。因为负反馈，全极性反馈网络1016的相位部分将强制IQ解调器的Q-通道输出为零。在这种方案中，积分放大器1016C引起电压控制的移相器1016D抵消由激励器1018或者功率放大器1012引入的任何过量相位。这提供了增加的优点，即，消除了可以由激励器1018和/或功率放大器1012引起的任何相位失真。在该过程中，还强制θ为零，这保证了IQ解调器的I-通道输出精确地跟踪经放大的RF输出信号1004的幅度。系统1000的其余构件以类似于在上面关于图4和9所述的方式操作。
图9和10所示IQ解调器914、1014和极性反馈网络916、1016的变化为极性相位和/或幅度反馈提供了各种可能性。例如，可以独立于幅度分量1016A、1016B地使用全极性反馈网络1016的相位分量1016C、1016D。相反，可以独立于相位分量1016C、1016D(如在图9中所示意地)地使用全极性反馈网络1016的幅度分量1016A、1016B。当激励器1018和功率放大器1012引入很小或者不引入相位失真(即，θ是小的并且cos(θ)≈1)时，仅仅幅度反馈网络是特别地有效的。如果来自这些构件中的任一个或者这两者的相位失真是显著的，则可以采用整体极性幅度和相位反馈网络1016。可替代地，可以使用基于线性二极管的幅度探测器来替代IQ解调器1014，而不用全极性反馈网络1016的相位分量1016C、1016D。
与传统的笛卡尔反馈网络相比，使用全极性反馈网络1016提供了各种优点。例如，极性相位和幅度反馈环是独立的并且可以被一起地或者分开地操作。在传统的笛卡尔反馈网络中，I和Q反馈环是相互依赖的而且不能被独立地省略或者禁用。另外，图10所示IQ解调器1014的相位θ被自动地设定。笛卡尔反馈方案要求另外的控制系统来设定这个相位。
全极性反馈网络还可以被应用于图6所示的放大系统600。例如，图11是根据本发明的另一个方面示意使用全极性反馈的RF信号的功率放大并且包括使用IQ调制器的幅度和相位探测的系统的框图。如图6的系统600，图11所示的DSP 1120将初始波形的IQ信号1108A、1108B直接地提供给IQ调制器1130。在一些应用中，使得IQ解调器1114的本地振荡器接收包括调幅分量的输入可能是不理想的。为了避免这点，系统1100可以被配置为包括两个另外的构件。首先，DSP可以被配置为包括1/A功能块1126B，1/A功能块1126B将被用于利用它的幅度的倒数乘以信号而隔离相位分量。这个功能块1126B的输出然后可以被用于控制第二另外的分量，调幅器1162。一起地，这两个构件1126A、1162从到固定移相器1160的输入消除了调幅分量。结果，到IQ解调器1114的本地振荡器的输入不含调幅。图11所示的其余构件以类似于在上面参考图9和10所述的方式操作。
一些类型的调幅器经历过度水平的载波泄漏。另外，特定的IQ解调器经历过度的DC偏移水平。为了解决这些问题，可以在其中泄漏和/或偏移引起问题的应用和情形中使用零点补偿电路。例如，图12是根据本发明的另一个方面示意用于零点补偿解调器输出缓冲器的偏移调节的电路1200的框图。电路1200包括用于IQ解调器1214的I-通道输出的缓冲器1270。电路1200可以被复制用于IQ解调器1214的Q-通道输出。缓冲器1270包括被连接到双向开关1278的偏移调节输入端口。开关1278将缓冲器1270的偏移调节输入端口选择性地连接到或者数字模拟转换器(DAC)1276的输出或者反馈环的返回端，包括被连接到模拟数字转换器(ADC)1274的积分放大器1272。在正常操作期间，开关1278将DAC 1276输出连接到缓冲器1270的偏移调节输入端口。在快速校准周期(例如，1毫秒)期间，开关被设为关闭反馈环，从而使得反馈取消系统中的任何偏移。在校准期间，ADC 1274读出零点补偿电压并且将数值发送到控制器。控制器存储该数值并且将其发送回DAC 1276。当校准周期结束，并且开关回复到它的正常位置时，所期望的零点补偿电压经由DAC 1276而被施加到缓冲器。
一旦IQ解调器被零点补偿，便能够关于调制器-解调器组合应用类似的方案以零点补偿调制器的任何泄漏。在此情形中，反馈可以被施加到在调制器前面的输入缓冲器。例如，图13是根据本发明的另一个方面示意用于零点补偿调制器输入缓冲器的偏移调节的电路1300的框图。电路1300包括用于与已被零点补偿IQ解调器1314成对的IQ调制器1330的I-通道输入的缓冲器1370。电路1300可以被复制用于IQ调制器1330的Q-通道输入。缓冲器1370包括被连接到双向开关1378的偏移调节输入端口。开关1378的操作类似于在上面参考图12描述的开关1278的操作。开关1378从零点补偿的IQ解调器的I-通道输出将缓冲器1370的偏移调节输入端口选择性地连接到或者数字模拟转换器(DAC)1376的输出或者反馈环的返回端，包括被连接到模拟数字转换器(ADC)1374的积分放大器1372。在正常操作期间，开关将DAC输出连接缓冲器1370的偏移调节输入端口。在快速校准周期(例如，1毫秒)期间，开关被设为关闭反馈环，从而使得反馈消除系统中的任何泄漏。在校准期间，ADC 1374读出零点补偿电压并且将该数值发送到控制器。控制器存储该数值并且将其发送回DAC 1376。当校准周期结束，并且开关1378回复到它的正常位置时，所期望的零点补偿电压经由DAC 1376而被施加到缓冲器。
根据调制器/解调器在正常(即，开环)模式中在多长时间内保持零点补偿，图12和13所示的零点补偿电路1200、1300能够利用周期性校准。例如，如果温度和操作总是一致的，则校准在理论上可以需要仅仅一次。实际上，通常将有必要更加频繁地校准零点补偿电路(例如，每小时一次、每天一次或者每次放大器/发射器被打开时)。
本发明的方法和系统可以以软件、硬件或者软件和硬件的组合而得以实现。例如，软件和硬件的一种典型组合可以是带有程序的DSP，该程序控制DSP执行在这里描述的功能。任何类型的计算系统或者适用于实现在这里描述的功能的其它设备都是适当的。在本文中，程序可以以任何语言、代码或者符号包括一组指令的任何表达，所述指令旨在引起具有信息处理能力的系统执行特定的功能。
期望前述的详细说明被视为是示意性的而非限制性的，并且应该理解以下权利要求，包括所有的等价形式，旨在限定本发明的范围。本领域普通技术人员将会认识到，如对于本领域技术人员而言明显地，可以在本发明的范围内对于在这里描述的系统和方法作出改变。